igbt驅動電路范文
時間：2023-04-05 15:39:26
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篇1
ABSTRACT：This article describes the IGBT gate drive circuit protection classification，analysis of the trends of the IGBT driver protection circuit，common IGBT drive optocoupler isolated，transformer isolated typical circuit analysis，and common market manufacturers. IGBT drive operating parameters and compares the performance analysis on the the IGBT fault in the engineering practice to discuss the principle of selection of IGBT driver reference.
KEY WORDS：IGBT;drive;protection
絕緣門極雙極型晶體管（Isolated Gate Bipolar Transistor簡稱IGBT）是復合了功率場效應管和電力晶體管的優點而產生的一種新型復合器件，具有輸入阻抗高、工作速度快、熱穩定性好驅動電路簡單、通態電壓低、耐壓高和承受電流大等優點，因此現今應用相當廣泛。但是IGBT 良好特性的發揮往往因其柵極驅動電路設計上的不合理，制約著IGBT的推廣及應用。因此本文分析了IGBT對其柵極驅動電路的要求，設計一種可靠，穩定的IGBT驅動電路[1]。
1.IGBT驅動電路特性及可靠性分析
IGBT的門極驅動條件密切地關系到他的靜態和動態特性。門極電路的正偏壓、負偏壓和門極電阻的大小，對IGBT的通態電壓、開關、開關損耗、承受短路能力及電流等參數有不同程度的影響。其中門極正電壓的變化對IGBT的開通特性，負載短路能力和電流有較大的影響，而門極負偏壓對關斷特性的影響較大。同時，門極電路設計中也必須注意開通特性，負載短路能力和由電流引起的誤觸發等問題[2-3]。
根據上述分析，對IGBT驅動電路提出以下要求和條件：
（1）由于是容性輸出輸出阻抗;因此IBGT對門極電荷集聚很敏感，驅動電路必須可靠，要保證有一條低阻抗的放電回路。
（2）用低內阻的驅動源對門極電容充放電，以保證門及控制電壓有足夠陡峭的前、后沿，使IGBT的開關損耗盡量小。另外，IGBT開通后，門極驅動源應提供足夠的功率，使IGBT 不至退出飽和而損壞。
（3）門極電路中的正偏壓應為+12～+15V;負偏壓應為-2V～-10V。
（4）IGBT驅動電路中的電阻對工作性能有較大的影響，較大，有利于抑制IGBT 的電流上升率及電壓上升率，但會增加IGBT 的開關時間和開關損耗;較小，會引起電流上升率增大，使IGBT 誤導通或損壞。的具體數據與驅動電路的結構及IGBT的容量有關，一般在幾歐～幾十歐，小容量的IGBT 其值較大。
（5）驅動電路應具有較強的抗干擾能力及對IGBT 的自保護功能。IGBT 的控制、驅動及保護電路等應與其高速開關特性相匹配，另外，在未采取適當的防靜電措施情況下，IGBT的 G～E 極之間不能為開路。
2.IGBT驅動電路分類
根據IGBT的靜態特性、開關暫態特性并考慮其允許的安全工作區，IGBT工作時門極驅動保護電路應滿足如下基本要求：提供足夠的柵極電壓來開通IGBT，并在開通期間保持這個電壓;在最初開通階段，提供足夠的柵極驅動電流來減少開通損耗和保證IGBT的開通速度;在關斷期間，提供一個反向偏置電壓來提高IGBT抗暫態的能力和抗EMI噪聲的能力并減少關斷損耗;在IGBT功率電路和控制電路之間提供電氣隔離，對IGBT逆變器，一般要求的電氣隔離為2500V以上;在短路故障發生時，驅動電路能通過合理的柵極電壓動作進行IGBT保護，并發出故障信號到控制系統。
2.1 直接驅動電路
如圖1所示，為了使IGBT穩定工作，一般要求雙電源供電方式，即驅動電路要求采用正、負偏壓的兩電源方式，輸入信號經整形器整形后進入放大級，放大級采用有源負載方式以提供足夠的門極電流。為消除可能出現的振蕩現象，IGBT 的柵射極間接入了RC網絡組成的阻尼濾波器。此種驅動電路適用于小容量的IGBT。
圖1 IGBT直接驅動電路
2.2 光電隔離驅動電路
光耦隔離驅動電路如圖2所示。由于IGBT是高速器件，所選用的光耦必須是小延時的高速型光耦，由控制器輸出的方波信號加在三極管的基極，驅動光耦將脈沖傳遞至整形放大電路，經放大后驅動由T1、T2組成的對管。對管的輸出經電阻R驅動IGBT。
圖2 IGBT直接驅動電路
2.3 變壓器隔離驅動電路
圖3是IGBT的變壓器隔離驅動電路。圖中的輔助MOS管是N溝道增強型MOS管，其漏極為D、原極為S、柵極為G。P端有正信號輸入時，變壓器的二次側電壓VGS經二極管D1向IGBT提供開通電壓并給門極/源極結電容C充電，這時輔助MOS管受反偏（S點為正，G點為負）而阻斷，阻斷了IGBT門極結電容C經MOS管放電。當P端有負信號輸入，脈沖變壓器二次側VGS>0，輔助MOS管導通，D、S兩點導通，抽出IGBT門極結電容C的電荷，使其關斷。
圖3 IGBT直接驅動電路
2.4 驅動模塊構成的驅動電路
應用成品驅動模塊電路來驅動IGBT，可以大大提高設備的可靠性，目前市場上可以買到的驅動模塊主要有：富士的EXB840、841，三菱的M57962L，惠普的HCPL316J、3120等。這類模塊均具備過流軟關斷、高速光耦隔離、欠壓鎖定、故障信號輸出功能。由于這類模塊具有保護功能完善、免調試、可靠性高的優點，所以應用這類模塊驅動IGBT可以縮短產品開發周期，提高產品可靠性。下面以三菱的驅動模塊M57962L為例，說明此類電路的工作原理。
M57962L是由日本三菱電氣公司為驅動IGBT而設計的厚膜集成電路。M57962L內部集成了退飽和、檢測和保護單元，當發生過電流時能快速響應，但慢關斷IGBT，并向外部電路給出故障信號。它輸出正驅動電壓+15V，負驅動電壓-10V。內部結構如圖4所示，由光耦合器、接口電路、檢測電路、定時復位電路以及門關斷電路組成。M57962L是N溝道大功率IGBT模塊的驅動電路，能驅動600V/400A和1200V/400A的IGBT。M57962L具有如下特點：
（1）采用快速型光耦合器實現電氣隔離，適合20kHz的高頻開關運行。光耦合器一次側已串聯限流電阻（約185Ω），可將5V的電壓直接加到輸入端，具有較高輸入、輸出隔離度（Uiso=2 500V，有效值）。
（2）采用雙電源供電方式，以確保 IGBT 可靠通斷。如果采用雙電源驅動技術，其輸出負柵極電壓比較高。電源電壓的極限值為+18V/-15V，般取+15V/-10V。
（3）內部集成了短路和過電流保護電路。M57962L的過電流保護電路通過檢測 IGBT 的飽和壓降來判斷是否過電流，一旦過電流，M57962L 將對 IGBT實施軟關斷，并輸出過電流故障信號。
（4）輸入端為TTL門電平，適于單片機控制。信號傳輸延遲時間短，低電平轉換為高電平的傳輸延遲時間以及高電平轉換為低電平的傳輸時間都在1.5μs以下。
圖4 觸發電路總體框圖
采用M57962L驅動IGBT模塊的實際應用電路如圖5所示。供電電源采用雙電源供電方式，正電壓+15V，負電壓-10V。當IGBT模塊過載（過電壓、過電流），集電極電壓上升至15V以上時，隔離二極管VD1截止，模塊M57962L的1腳為15V高電平，則將5腳置為低電平，使IGBT截止，同時將8腳置為低電平，使光耦合器工作，進而使得驅動信號停止;穩壓二極管VS1用于防止VD1擊穿而損壞M57962L;R1為限流電阻。VS2、VS3組成限幅器，以確保IGBT的基極不被擊穿。
圖5 觸發形成電路
3.結論
通過對IGBT門極驅動特點的分析及典型應用電路的介紹，使大家對IGBT 的應用有一定的了解。可作為設計IGBT驅動電路的參考。
參考文獻
[1]郭帆，等.晶閘管強觸發電路設計[J].核電子學與探測技術，2012：32（6）：698-699.
篇2
關鍵詞：擊穿 驅動 保護
中圖分類號：O 453 文獻標識碼：A 文章編號：1674-098X（2012）12（b）-00-02
目前，大功率電源技術的發展向著小型、高頻方向邁進，其功率開關部分多采用IGBT來實現，但是由于功率的增大、開關頻率的增高及設備體積的減小，使得IGBT發生擊穿甚至炸管的故障率顯著增加，該文通過使IGBT工作在500 V/10 KHz條件下進行的各項試驗，對不同原因導致的擊穿現象進行分析總結，論述了不同情況下擊穿的根本原因及表現形式，提出了一種IGBT驅動保護電路，經實際驗證，此電路運行穩定，保護動作快速有效。
IGBT是由BJT（雙極型三極管）和MOS（絕緣柵型場效應管）組成的復合全控型電壓驅動式功率半導體器件，具有載流密度大，開關速率快，驅動功率小而飽和壓降低的優點。非常適合應用于直流電壓為600 V及以上的大功率逆變系統，在工業領域有著廣泛的應用。
1 擊穿原因分析
由于該器件經常應用于大功率及開關速率快的場合，因此發生擊穿甚至炸管的幾率非常高，究其根本擊穿原因有以下三點：過壓擊穿、過流擊穿、過溫擊穿。
1.1 過壓擊穿
引起過壓擊穿的原因有很多，比如負載、線路、元器件的分布電感的存在，導致IGBT在由導通狀態關斷時，電流Ic突然變小，將在IGBT的c、e兩端產生很高的浪涌尖峰電壓Uce=L×dic/dt，此電壓若大于IGBT的耐壓值，則會擊穿IGBT；另外，靜電、負載變化、電網的波動、驅動電路失效開路以及外部電磁干擾都可能引起電壓擊穿。
過壓擊穿分為兩個步驟：（1）IGBT的雪崩擊穿；（2）IGBT短路。
第一步：雪崩擊穿，當IGBT的柵極電壓為零或負時，處于正向阻斷狀態，此時若IGBT承受外部阻斷電壓較高，耗盡層的電場強度隨電壓升高而升高，就會在耗盡層產生大量的電子和空穴，當電場強度超過臨界值時，外部阻斷電壓會使中性區邊界漂移進來的載流子加速獲得很高的動能，這些高能載流子在空間電荷區與點陣原子碰撞時使之電離，產生新的電子-空穴對。新生的電子-空穴對立即被強電場分開并沿相反方向加速，進而獲得足夠動能使另外的點陣原子電離，產生更多的電子-空穴對，載流子在空間電荷區倍增下去，反向電流迅速增大，發生雪崩擊穿，直至PN 結損壞。這個使得PN 結電場增強到臨界值的外部電壓稱為IGBT的雪崩擊穿電壓。
第二步：IGBT短路，IGBT的雪崩擊穿是一個可逆過程，不會立即導致IGBT損壞，此過程如果通過增加吸收回路等方法使過壓時間控制在10個電壓脈沖周期以內，IGBT不會表現為不可逆的擊穿狀態，但如果吸收回路沒能在短時間內吸收浪涌電壓，那么IGBT則會表現為集電極發射極短路狀態（靜電擊穿門級表現為門級發射極短路），此狀態不可逆。
1.2 過流擊穿
導致IGBT過流擊穿的原因多為負載短路、負載對地短路，此外，由于驅動電路故障、外界干擾等造成的逆變橋橋臂不正確導通也是過流擊穿的一大原因。
IGBT有一定抗過電流能力，但時間要控制在10 us以內。IGBT 內部有一個寄生晶閘管，所以有擎住效應。在規定的發射極電流范圍內，NPN 的正偏壓不足以使其導通，當發射極電流大到一定程度時，這個正偏壓會使NPN 晶體管開通，進而使NPN 和PNP 晶體管處于飽和狀態，導致寄生晶閘管開通，此時門極會失去控制作用，便發生了擎住效應，IGBT 發生擎住效應后，發射極電流過大造成了過高的功耗，最后導致器件的損壞。過流擊穿多表現為可見性炸管。
1.3 過溫擊穿
IGBT的最大工作溫度一般為175 ℃，但實際應用中結溫的最高溫度要控制在150 ℃以下，一般最好不要超過130 ℃，否則高溫會引起外部器件熱疲勞以及IGBT穩定性變差，經過實際驗證IGBT長時間工作在40 ℃左右為宜。
發生過溫擊穿的主要原因為散熱設計不完善，電路設計原因為死區時間設置過短、控制信號受干擾導致的逆變橋臂瞬時短路、負載阻抗不匹配、驅動電壓不足、IGBT器件選型錯誤導致的和設計開關頻率不匹配等。
過溫失效主要表現在以下幾個方面：柵門檻電壓VGE增大；CE動態壓降VCE增大；動態導通時間增大，關斷時間減小；開關損耗增大。
2 驅動保護電路設計
2.1 驅動電路設計思路
以K40T120（1200 V/40 A）型IGBT為例進行驅動電路設計：
2.1.1 確定門級電電容及驅動電壓：用Cin=5 Ciss進行計算，根據手冊可查Ciss=2360 pF，則Cin=2360×5=11.8 nF，
根據Q＝∫idt＝Cin×ΔU計算驅動電壓ΔU經查此IGBT門級電容Q=192 nC，ΔU=Q/Cin=16.3 V，因此最小驅動電壓為16.3 V。
2.1.2 確定門級正偏壓以及負偏壓：正偏壓Vge越高，器件的導通損耗就越小，但是，Vge不允許超過+20 V，原因是一旦發生過流或短路，Vge越高，則電流幅值越高，IGBT損壞的可能性就越大。負偏壓的應用是為了在柵極出現開關噪聲時仍能可靠截止，一般選為5～15 V為宜。綜合最小驅動電壓16.3 V，由器件Vgate/Ic曲線選定正偏壓+11 V、負偏壓-9 V為最終驅動電壓。
另外，驅動電路還應有門極電壓限幅功能，以防外界干擾及器件損壞等造成的門級過驅動擊穿IGBT。
2.1.3 確定驅動電流及驅動電阻：一般來講，IGBT器件的耐壓耐流越大，IGBT的門極和集電極間的等效電容越大，所需的電流越大，此外開關頻率越大，所需門級電流越大。
K40T120的門級電流為200 mA，以20 V驅動電壓計算，其最小驅動電阻為20 V/200 MA=10 K，選擇10 K作為驅動電阻。
由器件的Rg/Td（on）Td（off）曲線結合所需開關頻率確定門級電阻為40 Ω。
此外，IGBT驅動電路需要設計隔離電路（可采用光耦隔離或變壓器隔離），防止IGBT擊穿時損壞驅動電路或者中控電路，設計的思路是盡可能的簡單實用，要有抗干擾能力，輸出阻抗越低越好。
2.2 IGBT驅動電路
由于電路中分布電感和分布電容對IGBT高速開關狀態會有很大的影響，所以采用分級設計，前后級用雙絞線進行連接。
圖1所示為K40T120的前級驅動電路：由光耦進行隔離，信號由光耦輸入，20 V電壓輸入經整形變為+11/-9 V的驅動波形由G/E輸出。
圖中電容的作用是使輸出波形更平穩，穩壓管1N4739（9.1 V穩壓管）的目的是提供負偏壓，可根據實際情況進行改變。
圖2所示為IGBT后級驅動部分，以H橋單橋臂為例實際應用中可在電源母線加裝π型濾波器、增加電容組的容量以抑制浪涌電壓，P6KE16CA為雙向瞬態電壓抑制器件，防止門級電壓過高引起器件損毀。
2.3 IGBT的保護
IGBT的過壓保護主要采用減少電路分布電感、增加吸收緩沖回路、增大門級電阻等方法來實現，此部分電路加裝在驅動電路部分。
IGBT的過溫保護主要采用散熱片加風冷的方式實現，并參考實際應用參數（工作電流及環境溫度）進行設計，在此不再贅述。
IGBT過流保護電路：
IGBT具有一定的過流能力，但是過流時間不可超過10 us，要求過流保護電路要有高精度、快速反應等優點，因此采用電源母線采樣、高速比較器進行電流比較，一旦超過設定電流立刻關斷驅動波形，保護IGBT。
圖3所示保護電路，高速比較器采用LM211，電感L串入母線回路，由330 Ω電阻進行采樣并經分壓輸入2腳，3腳的基準電壓有電源電壓分壓得到，調整20K電阻調節保護靈敏度，CD4013的輸出端可根據實際需要接入波形發生電路或經光耦隔離接入驅動電路。
此保護電路在500 V/20 A的逆變電路中應用，IGBT擊穿率下降到7%左右，有實際的應用價值。
3 結語
IGBT器件由于其工作在大電壓、大電流的狀態下，因此，發生擊穿甚至炸管的故障較多，但是，只要按照器件手冊及相關計算公式計算驅動電壓、電流，選定穩定可靠的驅動電路，合理設計電路板結構，增加相應的保護措施，IGBT完全可以穩定可靠地工作。
參考文獻
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篇3
[關鍵詞]逆變器 CPU主板 IGBT 驅動板
中圖分類號：TM464 文獻標識碼：A 文章編號：1009-914X（2015）06-0207-01
l 問題的提出
隨著我國電氣化鐵路的發展，電氣化鐵路客車接觸網DC600V的供電方式，將逐漸成為我國鐵路客車的主要供電方式。客車逆變器是專為DC600V供電客車空調電源研制開發的，采用DC-AC變換技術。逆變器容量：2×35kVA逆變器+10kVA隔離變壓器。當某一臺逆變器發生故障造成停止輸出時，另一臺逆變器可通過轉換向兩路負載供電，以確保客車用電設備的正常工作。逆變器將客車控制柜接入的DC600V電源，通過充電電阻到中間支撐電路再到六只IGBT功率開關器件上。同時接入DC110V電源供給控制回路，經電源模塊變壓給控制電路CPU和IGBT驅動板提供電源。驅動板向IGBT發送開通/截止脈沖信號，使IGBT在逆變控制電路控制下，按設定程序正確導通與關斷。與此同時電壓檢測電路（各電壓傳感器），電流檢測電路（各電流傳感器）把檢測到各部分工作狀態與控制電路中CPU系統預先設定的工作狀態比較之后，決定是否發送正常運行或停機保護命令。同時依據輸入電壓變化按程序動態調節輸出電壓，使逆變器輸出恒壓恒頻弦脈寬調制電壓，經濾波電感與電容構成的LC濾波電路變換為正弦波（380V 50HZ）供給空調機組使用。而隔離變壓器通過星形三角形電路轉換，把逆變器提供的三相380V電壓變成三相四線制380V電壓并輸出三組AC220V交流電供負載使用。2×35KVA逆變電源做為空調客車和相應供電制式的客車或動車組的交流電源，它的維護與檢修成了目前車輛段日常運用檢修的重點和難點。本文通過對運用中DC600V供電客車進行調研，結合逆變器的工作原理，分析探討客車車下逆變器的常見故障原因。
2 調查情況
為了探討客車車下逆變器都有哪些常見故障，對沈陽車輛段進行了調查，截至2013年12月19日，沈陽車輛段配屬DC600V供電客車802車，按制造廠家分，新譽集團217輛，武漢正遠109輛，鐵科院75輛，南京華士65輛，南車株州時代集團270輛，武漢江夏32輛，四研電器34輛。截止目前發生車下電源故障149件，主要故障現象為：IGBT過流、散熱器過熱、母線電壓過欠壓、輸出電壓過欠壓、輸入電容充電故障、接觸器故障等。
3 逆變器的常見故障原因分析
通過對沈陽車輛段客車車下逆變器故障情況的調查發現，CPU主板故障、IGBT故障、驅動板故障是造成逆變器失效的主要原因，尤其是主控板故障造成了逆變器無輸出、輸出過欠壓、輸出過流是較為常見的現象，針對逆變器的運用狀況，結合其作用原理分析以下幾個常見故障的產生原因。
3.1 CPU主板故障
CPU主板是逆變器系統的核心，控制著整個系統的邏輯動作與安全保護，根據電壓傳感器、電流傳感器檢測的信號來控制各接觸器動作與PWM脈沖的發生與否。如在輸入電路中，電壓傳感器將檢測到的輸入電壓傳送給CPU主板，當輸入電壓值介于500―600V時，CPU經比較處理后傳出信號通過固態繼電器將輸入接觸器吸合；當電壓低于500V或高于600V時，輸入接觸器斷開，同時CPU將輸入過壓或欠壓信號傳給控制柜。影響CPU系統可靠安全運行的主要因素主要來自系統內部和外部的各種電氣干擾，并受系統結構設計、元器件選擇、安裝、制造工藝影響，影響CPU系統使用可靠性的因素主要是逆變器所處的工作條件、組裝條件、工作環境等，逆變器所處的工作環境中電浪涌現象尤為嚴重，電浪涌，也稱電瞬變，指的是隨機地短時間電壓電流沖擊。
3.2 IGBT故障
由六個大功率IGBT組成的三相橋式逆變電路是逆變器的心臟，另有三個電容對IGBT進行保護。IGBT作為開關元件，具有開關頻率高、驅動簡單、損耗低的特點。直流600V經此電路逆變為三相三線的380V正弦交流電。IGBT故障將會使逆變器Ⅰ或逆變器Ⅱ無輸出，造成客車電氣裝置無法正常工作。從沈陽車輛段2013年逆變器故障情況調查中發現，IGBT故障主要發生在夏季，出現這種結果的主要是由IGBT的工作特性所決定的。IGBT的開通和關斷是由柵極電壓來控制的。當在柵極加正向電壓時，MOSFET內形成溝道，并為PNP晶體管提供基極電流，進而使IGBT導通。當在柵極上施加反向電壓時MOSFET的溝道消除，PNP晶體管和基極電流被切斷，IGBT即被關斷。造成IGBT損壞的原因一般有：過熱損壞集電極、超出關斷安全工作區引起擎住效應而損壞、瞬態過電流導致IGBT損壞、過電壓造成集電極發射極擊穿或造成柵極發射極擊穿。對于客車逆變器使用的IGBT模塊，所處的工作環境散熱條件并不是很好，車下逆變器主電路由于防水防塵的需要，其所在的鐵盒是密封的，因此較容易導致散熱不良現象發生，增加GBT故障的故障率。在夏季，IGBT模塊燒壞的故障率偏高的主要原因是，電流過大引起的瞬時過熱，因散熱不良導致的持續熱均會使IGBT損壞。通常流過IGBT的電流較大，開關頻率較高，故器件的損耗較大，若熱量不能及時散掉，器件的結溫將會超過最大值125℃，實際應用時，一般最高允許的工作溫度為125℃左右。因此，夏季逆變器使用中，要特別注意保證逆變器的散熱條件。
3.3 驅動板故障
逆變器能否正常工作，關鍵在于驅動電路，目前，IGBT驅動電路的形式很多，常用
有：直接驅動、電流源驅動、雙電源驅動、隔離驅動、集成模塊式驅動等。由于集成模塊式驅動電路性能更好，整機可靠性更高，體積更小，因此客車車下逆變器采用了集成模塊式驅動，很好地解決了IGBT驅動所要考慮的問題。驅動板故障會造成現逆變器出現的故障現象有：逆變器輸出過壓；三相輸出不平衡；輸出缺相； IGBT故障；IGBT開關元器件過流保護；二臺逆變器均顯示00正常，但一臺逆變器無輸出電壓。造成驅動板故障的原因較復雜，只要電路輸入端有浪涌脈沖發生的可能，或者輸入端的電源不穩定，電路中就會存在高頻瞬態的干擾，這都有可能造成驅動板故障。另外，光耦的損壞，電解電容漏液，驅動電路印刷電路板嚴重損壞，電容容量不足，都會造成驅動信號失常，使機器工作過流。驅動板的工作還會受到周圍環境的影響，參數設置的不當，以及不正當的操作，也可能對驅動板造成損壞。因此，逆變器的使用改進過程中，應該選用驅動功率大、有完善保護功能的集成驅動模塊，來保證系統的可靠運行。
4 結束語
造成逆變器不能正常工作的原因有很多，除了本文探討的三種較為常見的故障外，還有一些故障：接觸器故障、輸入輸出板故障、電壓檢測板故障、散熱不良等。本文針對沈陽車輛段在2013年發生次數相對較多的三種故障，分析了逆變器系統中存在的主要干擾源，并重點分析了這些干擾對于用于逆變器中的CPU主板、IGBT、驅動電路會造成的影響；通過這些分析，提出了逆變器在進行設計和使用時應注意的一些問題，為運用部門提供參考。
參考文獻
篇4
引言
由于電力變換裝置均工作在大功率環境中，過流和短路是不可避免的。為了確保電力變換裝置安全可靠地工作，有效的電流保護設計是必須的。而過流相對于短路對變換裝置的危害要小，再加上各種資料對過流保護介紹得比較多，故在此主要討論電力變換裝置中的短路保護的設計。
現代電力變換裝置均采用大功率半導體開關器件，其所能承受的電流過載能力相對于旋轉變流裝置要低得多，如IGBT一般只能承受幾十個μs甚至幾個μs的過載電流，一旦短路發生就要求保護電路能在盡可能短的時間內關斷開關器件，切斷短路電流，使開關器件不致于因過流而損壞。但是，在短路情況下迅速關斷開關器件，將導致負載電流下降過快而產生過大的di/dt，由于引線電感和漏感的存在，過大的di/dt將產生很高的過電壓，而使開關器件面臨過壓擊穿的危險。對于IGBT，過高的電壓又可能導致器件內部產生擎住效應失控而損壞器件。因此，必須綜合考慮和設計電力變換裝置短路保護，以確保電流保護的有效性。
1 短路保護電路的設計
由于IGBT綜合了場效應管輸入阻抗高，驅動功率小和雙極晶體管電壓容量大，電流密度高的優點，而成為了現代電力變換裝置中使用最廣泛的一種開關器件，下面以其為保護對象進行討論。
1.1 過流信息檢測
為了實現IGBT的短路保?，必須進行過流檢測。適用于過流檢測方法，通常是采用霍爾電流傳感器直接檢測IGBT的電流Ic，然后與設定的閾值進行比較，用比較器的輸出去控制驅動信號的關斷；也可以檢測過流時IGBT的集射極電壓Vce，因為管壓降含有短路電流的信息，過流時Vce將增大，且基本上與Ic呈線性關系，故檢測過流時的Vce并與設定的閾值進行比較，用比較器的輸出控制驅動電路的關斷，也可完成過流保護。
1.2 降柵壓軟關斷半導體開關器件
在短路電流出現時，為了避免關斷IGBT時di/dt過大形成過電壓，導致IGBT失控或過壓損壞，通常采用降柵壓的軟關斷綜合保護技術。即在檢測到過流信號后首先是進入降柵壓保護，以降低故障電流的幅值，延長IGBT承受過載電流的時間。在降柵壓動作后，設定一個固定延遲時間以判斷故障電流的真實性，如在延遲時間內故障消失則柵壓自動恢復；如故障仍然存在則執行軟關斷，使柵壓降至0V以下，最終關斷IGBT。采用降柵壓軟關斷綜合保護技術可使故障電流的幅值和下降率以及過電壓都受到限制，使IGBT的運行軌跡處于安全區內。
圖2
在設計降柵壓軟關斷保護電路時，要正確選擇降柵壓的幅度和速度。如果降柵壓幅度較大（如7.5V以上），則降柵壓的速度就不要太快，一般采用2μs左右的下降時間。由于降柵壓幅度大，集電極電流已經較小，則封鎖柵極可快些，不必采用軟關斷。如果降柵壓幅度較小（比如5V以下），則降柵速度可快些，而封鎖柵壓的速度必須慢，即采用軟關斷，以避免產生過高的過電壓。
1.3 降頻“打嗝”的保護
在大功率負載中為了使電源在短時間的短路故障狀態下不中斷工作，又能避免連續進行短路保護產生熱積累而損壞IGBT，可采用使工作頻率降低的方法形成間歇“打嗝”的保護，待故障消除后又恢復正常工作。降頻“打嗝”的保護并非每個保護電路都必需。
2 幾種實用的IGBT短路保護電路及工作原理
2.1 利用短路時Vce增大實現的短路保護電路
圖1是利用IGBT短路時Vce增大的原理實現保護的電路，專用于EXB841驅動電路。如果發生短路，含有IGBT過流信息的Vce不直接送至EXB841的IGBT集電極電壓監視腳6上，而是快速關斷快速恢復二極管VD1，使比較器IC1（LM339)的V＋電壓大于V－電壓，比較器輸出高電平，由VD2送至EXB841的腳6，啟動EXB841內部電路中的降柵壓及軟關斷電路，低速切斷電路慢速關斷IGBT，既避免了集電極電流尖峰損壞IGBT，又完成了IGBT短路保護。該電路的特點是，消除了由VD1正向壓降隨電流不同而引起關斷速度不同的差異，提高了電流檢測的準確性，同時，由于直接利用EXB841內部電路中的降柵壓及軟關斷功能，整體電路簡單可靠。
2.2 利用電流互感器實現的短路保護電路
圖2是利用電流互感器實現過流檢測的IGBT短路保護電路。其中電流互感器TA的初級串接在IGBT的集電極電路中，次級感應的過流信號經整流后送至比較器IC1的同相輸入端，與反相端的基準電壓Vref進行比較，IC1輸出VB至具有正反饋的比較器IC2的同相輸入端C點，由IC2的輸出經R8接至EXB841的腳6上。不過流時，IC1的VA小于Vref，輸出VB為低電平約0.2V，經R1送到IC2比較器的同相端C形成VC，因此時VC小于Vref，IC2輸出為低電平，EXB841正常工作。當出現過流時，電流互感器檢測到的整流電壓將升高，VA大于Vref，VB為高電平，由R1給C3充電，經一定的延時后，VC將大于Vref，IC2輸出高電平，EXB841保護電路工作，使IGBT降柵壓軟關斷。IGBT關閉后，電流互感器初級無電流流過，使VA又小于Vref，VB又回到0.2V左右，C3經R1放電，當VC小于Vref時，IC2輸出低電平，電路重新進入工作狀態。如果過流繼續存在，保護電路又恢復到原來的限流保護工作狀態，反復循環使EXB841的輸出驅動波形處于間隔輸出狀態，使IGBT輸出電流有效值減小，達到保護IGBT的目的。電位器W1用于調整IC1比較器過流動作閾值。電容器C3可經D5和R5快速充電，經R1慢速放電，只要合理地選擇R1，R5和C3的參數，可實現EXB841比較快關閉IGBT而較慢恢復IGBT。正反饋電阻R7保證IC2比較器具有遲滯特性，和R1和C3充放電電路一起，保證IC2輸出不致于在高、低電平之間頻繁變化，使IGBT頻繁開通、關斷而損壞，提高了電路的可靠性。
圖3
2.3 利用短路Vce和電流互感器過流檢測同時實現的短路保護電路
圖3是利用IGBT過流集電極電壓檢測和電流互感器過流檢測同時實現的短路保護電路。當負載短路（或IGBT因其它故障過流）時，IGBT的Vce將增大，VD1關斷，導致由R1提供的電流經R2和R3分壓器提供的電壓，使V3導通，從而使IGBT柵極電壓由VD3所限制而降壓，限制了IGBT峰值電流的幅度，該電壓同時經R5及C3延遲使V2導通，送去軟關斷信號。為了提高短路保護電路的可靠性，圖3電路還增加了短路電路檢?保護，它是由電流互感器TA，整流橋U和IC1等組成，短路發生時經電流傳感器TA檢測出短路電流信號，使比較器IC1輸出高電平，該高電平一方面使V3管導通，完成IGBT的降柵壓保護，另一方面由V2導通進行IGBT軟關斷保護。
2.4 具有降柵壓軟關斷及降低工作頻率的綜合短路保護電路
圖4是一具有降柵壓軟關斷及降低工作頻率的綜合短路保護電路。
正常工作時，驅動輸入信號Vi為低電平，光耦IC4不導通，V1及V3導通，輸出負驅動電壓VE，IGBT（V4）關斷；當驅動輸入信號Vi為高電平時，光耦IC4導通，V1截止而V2導通，輸出正驅動電壓VC1，功率開關管IGBT導通。發生短路故障時，IGBT集電極電壓Vce增大，由于VD5截止導致比較器IC1輸出高電平，V5導通，由VD2限壓實現對V2降柵壓，從而實現了IGBT軟降柵壓保護，V2降柵壓幅度由穩壓管VD2決定，軟降柵壓時間由R6和C1決定約為2μs。IC1輸出的高電平同時經R7對C2進行充電延時約5～15μs后，C2上電壓達到穩壓管VD4的擊穿電壓，V6導通。V6導通后，一方面使光耦IC5導通啟動降頻過流保護電路工作，另一方面由R9和C3形成約3μs的軟關斷柵壓，完成對IGBT軟關斷柵壓保護。
圖4
V5導通時，V7經C4和R10電路形成的基極電流導通約20μs，在降柵壓保護后將輸入驅動信號閉鎖一段時間，不再響應輸入端的關斷信號，以避免在故障狀態下形成硬關斷過電壓，使驅動電路在故障存在的情況下能執行一個完整的降柵壓和軟關斷保護過程。
降頻過流保護電路主要由時基555電路（IC2），光耦IC5，V8和V9三極管等組成。V6導通時，光耦IC5導通，時基電路IC2的觸發腳2獲得負觸發信號，555腳3輸出高電平，V9導通，IC3與門被封鎖，封鎖時間由定時元件R15和C5決定（約1.2s），使工作頻率降至1Hz以下，驅動器的輸出信號將工作在所謂的“打嗝”狀態，避免了發生短路故障后仍工作在原來的頻率下，而頻繁進行短路保護導致熱積累而損壞IGBT。只要故障消失，電路又能恢復到正常工作狀態。
2.5具有檢測高頻交流電流短路的保護電路
圖5
該電路如圖5所示。R4為輸出電流取樣電阻，電路正常工作時，IC1的輸出電壓UA不足以使D3（9.1V）或D4（9.1V）擊穿導通，V1和V2均不導通，IC2不工作，V3導通輸出低電平，EXB841驅動電路正常工作。如果電路有過流現象出現時，假定發生在正半周，IC1輸出的UA為負電壓，使得D3擊穿，D4導通，V2導通，電流經D2，R8，V2，R1，使光耦IC2導通，輸出過流信號，V3截止輸出高電平。若負半周過流發生，IC1輸出UA為正電壓，使D4擊穿，D3導通，V1導通，電流經R7，V1，R8和D1，使IC2通電工作，V3截止輸出高電平。當V3截止輸出高電平時，啟動EXB841內部短路降柵壓軟關斷電路工作，完成對IGBT的保護。這樣，只要電路有過流現象發生，保護電路就會立即動作，對電路進行有效地保護，防止損壞IGBT。該電路對低頻交流電路和直流電路短路電流保護同樣有效。由于PN結穩壓值隨溫度升高而升高，而PN結正向導通值隨溫度升高而降低，故D3及D4反向串聯具有良好溫度補償作用，使電路熱穩定性相當好。
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【關鍵詞】MSP430單片機；IGBT；驅動模塊；PID
Induction Heating System Based on MSP430MCU
Wu Jian-hua，Chen Wei-min，Wang zhao-yong
（School of Mechanical and Electrical Engineering，Shandong University at Weihai，Weihai，264209）
Abstract：The system can generate and control the driving circuit to produce PWM pulses and achieve the goal of soft-start of the heating system.We also detect the temperature and current of IGBT to take effective steps to protect IGBT.Moreover，measure the temperature of cylinder with K-type thermocouple and give it back to MCU，then using PID to control the temperature.
Keywords：MSP430MCU；IGBT；Drive module；PID
1.引言
目前塑料制品生產設備加熱部分大都采用電阻絲、電熱圈對料筒和模頭進行加熱，使塑料原料熔解塑化后再注模、拉伸，擠出成型為產品。此種加熱方式熱量損失大、環境溫度高、壽命短、性能差。感應加熱作為一種高效的加熱方式，系統升溫速率快、加熱均勻、壽命長、無需維修，其熱效率高達95%以上，與目前采用的電熱圈相比，節電可達30%。
本課題以TI公司的MSP430系列單片機為核心，系統整體以加熱鐵鍋燒開水為目標進行測試，采用MSP430單片機及CONCEPT公司的2SD106AI-17功率驅動模塊對IGBT進行控制，將感應線圈繞到鐵鍋的周圍，對單片機編程控制功率驅動模塊產生PWM脈沖經過IGBT逆變進行加熱。并加入了保護電路，如溫度測量和IGBT過熱、過流檢測，當系統出現故障時，功率驅動模塊的輸出信號變為-5V的電平，將IGBT模塊關閉，然后輸出錯誤信號到單片機，單片機給出相應的處理后，再由蜂鳴器產生報警信號。另外，結合注塑機的特點，給感應加熱加入了PID控制，防止整個注塑機料筒里面的原料被燒糊。
2.感應加熱原理
感應加熱是指將電網工頻電能整流轉換成直流，再通過逆變器將直流電轉換成中頻交流電供給負載線圈，由負載線圈產生磁場，在被加熱的鐵制品中產生渦流，從而達到加熱的目的。其基本原理主要是法拉第電磁感應定律和基于電流熱效應的焦耳--楞茨定律[1]。
針對注塑機的特點，設計了一款符合注塑機加熱特點的感應加熱電源，系統總體結構框圖如圖2所示。
3.PWM逆變
PWM(Pulse Width Modulation)控制技術是逆變電路中應用最廣泛的技術，PWM控制就是對脈沖的寬度進行調制，即通過對一系列脈寬調制，來等效地獲得所需要的波形(含形狀和幅值)[2]。其基本思想就是在不改變PWM方波周期的前提下，通過軟件的方法調整PWM的占空比，產生脈沖寬度可變的波形。
然后，將產生的波形加到IGBT上控制其導通、關斷的時刻和持續時間，當PWM波形為高電平時，IGBT導通，逆變輸出幅值等于直流電壓，當PWM波形為低電平時，IGBT關斷，逆變輸出為零。這樣，通過改變PWM波形占空比的大小就可以改變輸出電壓的大小，從而控制加熱系統的溫度。主電路如圖3所示。
4.硬件電路設計
系統采用MSP430單片機，該系列單片機具有低功耗、處理能力強大、系統工作穩定、開發環境方便高效等優點[3]。硬件電路主要包括半橋逆變電路、電流和溫度的測量電路、IGBT驅動、測溫及過流保護電路、LED顯示電路、鍵盤輸入電路等。本系統設置了確認加熱鍵、停止加熱鍵、六個數字加減按鍵共八個功能鍵，由這八個功能鍵控制實現本系統主要功能，對測溫電路及保護電路的信號做出實時響應。
4.1 控制及驅動電路
系統采用的單片機型號為MSP430F155，該單片機片上資源豐富，帶有16k FLASH、512B RAM、8通道12bitA/D、雙12bit D/A、DMA、48個I/O口、16位WDT(看門狗)、2個16位Timer、1個UART接口、I2C、比較器、溫度傳感器等，使得感應加熱系統元件簡單，開發方便。
通過對MSP430F155單片機編程，其片內有PWM模塊，所以可以方便的實現PWM脈沖輸出，我們使用其中兩路PWM脈沖對電路進行控制。系統上電之后，用戶可以通過功能鍵設定加熱溫度并啟動，單片機即可根據用戶設定的溫度輸出一定脈寬的PWM波形。
然后，采用CONCEPT公司SCALE系列2SD106AI-17驅動模塊，自制電路板對IGBT進行驅動控制，用以得到加熱所需要的電流[4]。同時還可以對IGBT的電流、電壓進行監測，一出現過壓、過流驅動模塊就會有一個錯誤信號輸出，反饋給單片機，防止IGBT溫度過高而造成損壞。
4.2 鍵盤顯示
CH452是數碼管顯示驅動和鍵盤掃描控制芯片。CH452內置時鐘振蕩電路，可以動態驅動8位數碼管或者64位LED，具有BCD譯碼、閃爍、移位、段位尋址、光柱譯碼等功能，同時還可以進行64鍵的鍵盤掃描。CH452通過可以級聯的4線串行接口或者2線串行接口與單片機等交換數據，并且可以對單片機提供上電復位信號。
系統采用CH452鍵盤顯示控制芯片實現系統功能的設定以及溫度顯示，以便使用者實時觀察加熱裝置的運行狀態。
單片機一上電就顯示000℃，此時按三個溫度鍵（溫度的百位加一鍵，十位加一鍵，個位加一鍵）設定溫度，并按確認加熱鍵系統開始工作。數碼管顯示溫度的設定值，并實時顯示測量值，達到用戶設定溫度后進入保溫狀態，當測溫電路故障時，數碼管顯示error。
4.3 IGBT過熱、過流保護
IGBT是由MOSFET和雙極型晶體管復合而成的一種器件，其輸入極為MOSFET，輸出極為PNP晶體管，它融合了這兩種器件的優點，既具有MOSFET器件驅動功率小和開關速度快的優點，又具有雙極型器件飽和壓降低而容量大的優點，其頻率特性介于MOSFET與功率晶體管之間，可正常工作于幾十kHz頻率范圍內，在現代電力電子技術中得到了越來越廣泛的應用，在較高頻率的大、中功率應用中占據了主導地位。
一般情況下，流過IGBT的電流較大，開關頻率較高，導致IGBT器件的損耗也比較大，如果熱量不能及時散掉，器件的結溫Tj將超過Tjmax，IGBT可能損壞。IGBT過熱的原因可能是驅動波形不好、電流過大或開關頻率太高，也可能是散熱狀況不良。IGBT過熱保護是利用溫度傳感器檢測IGBT的散熱器溫度，當超過允許溫度時使主電路停止工作[5]。IGBT溫度測量電路如圖4所示。
原則上，IGBT在過流時的開關和通態特性與其在額定條件下運行時的特性相比并沒有什么不同。但由于較大的電流會引起IGBT內較高的損耗，所以，為了避免超過最大的允許結溫，IGBT的過載范圍應該受到限制。當電流超過設定值后過載電流保護動作，直到復位才恢復正常工作。IGBT電流測量電路如圖5所示。
4.4 溫度測量電路
結合注塑機的特點，為了防止整個注塑機料筒里面的原料在加熱過程中被燒糊，故系統采用溫度閉環控制。K型熱電偶因具有線性度好，熱電動勢較大，靈敏度高，穩定性和均勻性較好，抗氧化性能強，價格便宜等優點，能用于氧化性惰性氣氛中，在實際中應用廣泛。
系統采用MAX6675芯片和K型熱電偶對溫度進行檢測，把被加熱物體的溫度反饋給單片機，將溫度反饋值與設定值的偏差進行PID調節從而改變PWM脈沖的寬度，進而改變輸出電流以使溫度維持在設定值附近。系統溫度達到設定值后進入保溫狀態，同時，當溫度過高時產生報警。
5.軟件設計
系統軟件部分主要包括：鍵盤顯示程序(即針對CH452的編程)，PWM發生程序(即對PWM模塊編程)，測溫程序(即對MAX6675編程)，IGBT電流、溫度測試程序(即對AD模塊編程)和主函數。
系統流程圖如圖6所示。
6.實驗結果
最后，我們搭建了完整的電路，編程實現了系統功能。為了使結果更加直觀，用示波器對驅動板產生的PWM波形進行了觀測。當溫度由低到高變化時，波形變化如圖7所示。
7.結論
本系統采用MSP430系列單片機，型號為MSP430F155，由用戶設置加熱溫度，控制驅動電路輸出PWM脈沖，對感應系統進行加熱。結合注塑機的特點加入了溫度PID調節，并且單片機能處理從IGBT保護電路送來的保護信號，并根據保護信號及時做出響應。系統控制所需的各種功能都由MSP430單片機來實現，這樣大幅度地縮小目標系統的體積，減少了外部器件的個數，提高了系統的可靠性。另外，由于各個功能都通過編程來實現，因此，維護和調整比較簡單。
系統設計主要從硬件和軟件兩個方面進行，制作電路板并編程實現其功能，用自繞線圈的鐵鍋加熱水進行測試，實驗結果表明該系統能很好的控制加熱溫度并且節能效果明顯，有很高的推廣應用價值。
參考文獻
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關鍵詞： IGBT；電機車；應用
中圖分類號U46 文獻標識碼A 文章編號 1674-6708（2011）53-0100-02
1工作原理
1.1主回路工作原理
主回路由LC濾波電路,直流電動機M1、M2及其控制快關，續流二極管VD及其RDCD阻容保護，絕緣柵雙極三極管IGBT及其串并聯吸收網絡等組成。LK、VDK、RK、CK為串聯吸收網絡，用以限制IGBT開通時電流的上升率。VDS、CS、RS為并聯吸收網絡，用以限制IGBT關斷時的電壓上升率。S1、S2、S3、R為能耗制動觸點和電阻，S4為用于防止能耗制動電流過大和換向制動。原理圖如下：
1）準備
將受電弓與架空線搭接，將調速手柄扳至“停止”位、換向手柄扳至所需的運行方向（如“向前”位），合上自動空氣開關S，接通主電源。
2）啟動
調速手柄順時針扳至“啟動”位，S1、S4閉合，電源經L0、C0濾波后加到主回路上，開關電源工作，給散熱風扇和控制回路供電。控制回路開始工作，送出受調制的脈沖電壓信號，以驅動IGBT的基線接到一個正15V電壓時，IGBT迅速飽和導通，電流由架線經S1-L0-H-S4-M2-C2-1-C2-2-Lk-IGBT-地，電動機工作，機車運行。當IGBT的基極接到一個負5V電壓時，IGBT迅速管斷，電機經續流二極管VD續流，保證電機連續工作。CD、RD與VD并聯，用于降低VD的電流和電壓上升率，保護續流二極管VD。
3）調速
調速手柄繼續順時針扳至“調速”位，增大IGBT驅動信號正、負電壓的時間間隔（即增大脈寬），而頻率（周期）不變，就可增大IGBT導通時間，使電機端電壓平均值增大，實現加速；反之，減小脈寬，可實現減速。
4）運行
當調速手柄繼續轉動達到“全速”位置時，S2閉合，斬波器被短接，電機得到全電壓而全速運行。如果S2因故沒有閉合，當脈寬增至90%以上時，脈寬調制器送出一個恒定的正的驅動信號，IGBT處于持續導通狀態，機車自動轉為全速運行。
5）制動
遇到緊急情況需要制動時，將調速手柄逆時針扳至“制動”位，S2斷開直流電源，S3閉合串入制動電阻R，并將兩電動機磁力繞組與電樞繞組交叉連接，實現能耗制動。
6）換向
在機車停止時，先把調速手柄打到“換向”（“制動”）位置，然后打換向手柄至相反位置（如“向后”位）。電樞與激磁繞組的接頭對調，M1由S1-1與C2-1連接，從而實現換向。
1.2控制回路工作原理
控制回路由控制電源、脈寬調制電路、驅動電路、保護電路等組成。
1）控制電源采用開關電源，輸出15V和20V兩路直流電源。其中15V給控制部分的脈寬調制電路供電，此路電源不懸浮；20V給控制部分的驅動電路及散熱風扇供電，這一路是懸浮的，必須與架線電壓良好隔離，不能接地。本開關電源只為控制回路而設，不許連接機車上的照明燈和喇叭；
2）脈寬調制電路用于產生脈沖信號，通過調速手柄改變RW的阻值即可改變脈寬。脈寬可在10%~90%的范圍內調節，使電機端電壓平均值在10%~90%的范圍內連續調節；
3）驅動電路用于放大脈沖信號，并驅動IGBT工作；
4）保護電路主要有軟啟動保護、限流保護、退飽和保護、過電壓和欠壓保護以及溫度保護。（1）軟啟動保護用于防止啟動電流過大損壞電動機。電動機電流由霍爾傳感器H進行檢測后送給保護電路，去控制脈寬調制電流。若啟動時電機電流過大，保護電路控制脈寬調制電路減小脈寬，從而降低電動機的電壓和電流。隨著機車速度的升高，電流逐漸下降，脈寬才可能逐漸加大。在調速狀態，不論調速手柄打得多快，脈寬都將緩慢增加超過規定值，以保證啟動平穩、調速均勻，實現軟啟動；（2）若電動機電流瞬時超過規定值，限流保護電路使脈寬調制器關閉，然后自行軟啟動。此過程可能重復出現，知道電流達到規定值為止；（3）因特殊原因，如電機短路、續流二極管擊穿等，使IGBT電流過大、IGBT工作在飽和狀態時，退飽和保護電路將使驅動電路和脈寬調制器迅速關閉，整機停止工作。若遇到這種情況，必須切斷電源，查找原因。故障不排除，不可重新啟動，以免損壞IGBT管；（4）當架線電壓高于規定值或開關電源輸出電壓偏低時，脈寬調制器將關閉；（5）若風扇損壞及串、并聯吸收電路損壞，使IGBT散熱器溫度高于某一規定值（本機為75℃），溫度繼電器觸點KT斷開，切斷RW，使脈寬調制電路關閉，整機停止工作。
2 安裝、試車與維護
2.1安裝
安裝前應確認電機車兩個電極絕緣良好、運行正常，控制器安裝在司機室，主體箱安裝在后面原調速電阻的位置，能耗制動電阻可安裝在適當位置。按電路圖接好各部分之間的連接線。
2.2試車
首先檢查開關電源、控制板是否正常；將主回路電動機負載斷開（斷開續流二極管陽極的電機接線即可），送上架線電源，閉合S1，此時風扇應轉動。用萬用表測量IGBT基極對發射極間電壓Ube，轉動調速手柄從啟動到全速位置，Ube若在-3V~+13V之間變化，說明驅動輸出正常，開關電源正常。在上述正常情況下，將VD陽極與IGBT集電極C斷開懸空，IGBT的Ube電壓為-5V。調節調速手柄，-5V電壓不變，說明控制板退保和保護功能正常。
上述檢查均正常后，則可接上電機試車。試驗時既可將機車吊起，兩個電機一塊試，也可斷開控制器下面的一個電機接線，兩個及機車分別試。觀察兩電機轉向是否正確，若轉向不對，可對換電機定子或轉子兩端的接線位置再試。正確無誤后，接好兩個電機的接線進行無能耗制動，在確認兩個電機運轉正常及能耗制動電阻完好的情況下，將某一電機的轉子和定子接線位置同時對調后再試。
2.3維護
該裝置維護時須先斷開電源，把電容C0的電放完后方可進行。每周清理煤塵一次，并作出如下檢查：
1）S1~S2和各換向觸頭是否完好；
2）各緊固件尤其是接線螺釘是否有松動；
3）串、并聯吸收電路各元件是否有損壞。其中個別保護元件損壞，機車運行情況無明顯變化，不易發現，若繼續長時間運行，會最終導致IGBT損壞。所以，一定要注意經常檢查。
參考文獻
篇7
[關鍵詞]IGBT 占空比 開關勵磁 自并激系統 微機勵磁調節器
1. 概述
HWKT—09型微機勵磁調節器是武漢洪山電工技術研究所研制的新型的由IGBT作為功率輸出器件的自并激微機勵磁調節器。它的最大特點是結構簡單，主控回路只需一塊面積為25×20(cm2)的印制電路板，以Intel公司準16位單片機（8098）為核心，加上外圍接口芯片組成的控制系統。該裝置于2000年12月在我站#1、#5機上成功投運，目前運行良好。
2. IGBT自并激勵磁系統的組成及主回路原理
2.1 勵磁系統組成及接線方式
自并激勵磁系統也就是直接勵磁系統或稱靜態勵磁系統。我站的HWKT—09型IGBT自并激勵磁系統由勵磁變壓器、三相不可控整流橋及IGBT功率單元、滅磁單元、控制單元四部分組成。交流勵磁電源取自發電機端（也稱機端變壓器）勵磁變壓器，勵磁變壓器的付方輸出經三相不可控全波整流橋整流輸出的直流電壓給發電機勵磁繞組勵磁，勵磁電流的調節經串接于發電機勵磁回路的IGBT以直流斬波的方式實現。IGBT如同一只電子開關，在自動勵磁調節器 AVR的控制下，連續處于導通或截止狀態，以達到調節勵磁電流的目的。
我站#1、#5機勵磁系統由控制部分和功率部分構成。控制部分由兩臺HWKT－09型微機勵磁調節器及各種信號輸入、輸出轉換控制環節構成一個勵磁調節器柜（標準屏）; 功率部分三相不可控全波整流橋加一組IGBT開關控制單元及相應濾波和保護回路構成功率柜（標準屏），此外系統另包括發電機滅磁柜。
因此整個發電機勵磁系統由機端勵磁變壓器、勵磁調節器HWKT－09、HKL－02功率柜、HMC－02滅磁柜及其它單元組成。
開關式自并激勵磁系統接線方式如圖一所示。
2.2 功率單元的組成和原理
IGBT器件結合了雙極型晶體管的功率特性和場效應管控制簡單的優點，將其應用于勵磁領域可使功率部分簡化，也消除了SCR晶閘管可控整流方式的一些弊病。使系統的經濟性和可靠性得到了提高。
功率單元主要由兩部分組成: 整流、濾波裝置和功率開關。前者將交流勵磁電源變換為直流電源后供功率開關使用，并濾除大的紋波、毛刺和均衡三相電源的負載。后者受控于調節器，調節功率開關的閉合時間即可控制勵磁電流的大小。也就是說，調整功率管的導通時間即可對發電機的勵磁輸入功率進行控制。
2.3 勵磁調節器主回路
IGBT勵磁系統主回路原理圖如圖二所示。
把IGBT作為一只電子開關，跨接在發電機勵磁繞組兩端。VIN為來自勵磁變壓器的三相交流電壓，L1為轉子繞組，當1K閉合后，三相交流勵磁電源通過D1～D6三相整流及電容C1濾波，得到直流電壓UE，當1K閉合IGBT導通時，二極管D7截止，UE通過繞組L1、IGBT使L1中電流增加; 當IGBT截止時，L1中電流減小，產生的感應電壓使D7導通，給L1續流。當IGBT導通期間，L1中的電流增加量大于在截止期間電流的減小量時，L1中的平均電流增加，反之L1中的平均電流減小。當增加量等于減小量時，L1中的平均電流不變，達到穩定運行工作狀態。
2.4 勵磁電壓、勵磁電流的計算
設三相整流濾波后的直流電壓為UE，IGBT導通時間為TON，截止時間為TOFF。導通時，轉子兩端壓降為UE; 截止時，轉子電壓等于續流二極管D7管壓降，忽略為零。如圖三所示。
由此可見，我們根據發電機機端電壓、轉子電流或無功負荷等因素的變化改變KC，亦即改變IGBT驅動方波的占空比，即可改變勵磁繞兩端的電壓，從而達到調節發電機輸出電壓、無功的目的。
2.5 IGBT的驅動條件及方法
2.5.1 IGBT的輸入特性要求其驅動電路滿足以下條件:
（1）IGBT導通時提供12V——18V柵極電壓;
（2）IGBT截止時提供0V——（-18V）柵極電壓（為保證可靠截止，一般為-5V）;
（3）IGBT開關瞬間提供足夠大的電容充放電電流;
（4）和控制電路隔離;
（5）完成IGBT過流保護。
2.5.2 驅動方法
到目前為止，IGBT有多種驅動方法，基本上是由混合集成電路組成。日本富士電機公司生產的厚膜集成電路如EXB840/841、EXB850/851是專為IGBT設計的驅動模塊，符合上述所有驅動條件，是理想的驅動電路模塊。HWKT—09型微機IGBT開關式勵磁裝置采用了這種專用芯片。驅動模塊的原理框圖如圖四所示。
VCC、VEE為(±20V供電電源，光耦PC1提供控制電路和IGBT的隔離。Dz為5V穩壓管，在IGBT截止時提供－5V反向偏壓。當15腳到14腳有4mA電流通過時，光耦PC1導通，通過放大器G使輸出三極管T1導通、T2截止，VCC通過T1、R8、IGBT的柵極G、射極E，穩壓管Dz給IGBT柵極提供+15V正向偏置，IGBT導通; 當15腳到14腳無電流時，PC1不通，T1截止、T2導通，穩壓管DZ上+5V電壓通過IGBT的射極E、柵極G、R8、T2使IGBT柵極電壓為－5V，保證其可靠截止。當IGBT過電流時，VCE增加，通過檢測二極管D使過流保護動作，關閉放大器G，起到護作用。
2.6 滅磁及轉子過電壓保護
該回路由高能氧化鋅壓敏電阻組件和專用快速直流開關為主組成。滅磁及轉子過電壓保護原理接線圖如圖五所示。圖中YMR表示氧化鋅壓敏電阻，它是一種非常優良的非線性元件，其電壓與電流關系可用下式描述:
與此相對應的伏安特性如圖六所示。可以將伏安特性劃分為兩個工作區域: I是小電流區，II是大電流區，A稱為轉折點。
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由于YMR與FLQ是并聯連接，當正常工作時，FLQ兩端電壓較低，YMR工作在小電流I區，流過它的電流較小，僅為數百微安，稱為泄露電流。它既不能消耗能量，也不影響被保護對象的工作狀況。一旦有過電壓發生，氧化鋅壓敏電阻本身無任何延時，其響應時間大約為100毫秒，因此，它立即過渡到大電流II區工作，使得過電壓得到限制并被吸收，保護了發電機轉子免受過電壓侵襲。
當需要滅磁時，指令快速直流開關FMK分斷，它很快切斷轉子繞組與勵磁電源的聯系。轉子作為一個大電感，使di/dt上升，即勵磁繞組兩端電壓急劇增加，當超過氧化鋅壓敏電阻件的轉折電壓時，YMR立即工作在II區而呈現低阻狀態，轉子電流從FMK轉移到壓敏電阻上，迅速完成換流過程。轉子能量得以通過壓敏電阻釋放，實現滅磁。在滅磁過程中，YMR兩端亦即轉子電壓幾乎為一恒定值。因此，這種滅磁方式接近于理想滅磁狀態。從FMK開斷到安全建壓僅需要數毫秒，而整個滅磁過程經歷的時間大約為400毫秒。可見，這種新型的滅磁方式確實具有操作簡單，滅磁速度快，開關容量大，過電壓保護水平可控等獨特優點。
3. IGBT勵磁系統控制單元
3.1 硬件控制電路
HWKT－09型微機勵磁調節器的控制回路由主控電路、鍵盤顯示電路、測量電路、同步電路、開關量輸入電路、調寬脈沖輸出電路、信號輸出電路、電源等部分組成。
在設計HWKT－09的主控電路時，充分利用該單片機的一些獨特之處，使得這樣一塊小小芯片能充分、合理的控制一套復雜的勵磁系統。運行經驗表明，它功能完善、性能可靠。現舉幾例說明HWKT－09如何充分應用單片機所擁有的資源。
四通道10位模數轉換器(A/D)，可以十分方便地用于數據采集系統。在裝置中，直接采集四路模擬信號: 發電機勵磁PT電壓UFL、發動機儀表PT電壓UFY、發電機定子電流IF及勵磁電流IL。
四路高速輸入通道HSI.0、HSI.1、HSI.2、HSI.3，可用以記錄外部事件。在本裝置中，利用HSI.1通道測量同步脈沖信號，利用HSI.0通道測量功率脈沖信號。
六路高速輸出通道HSO.0、HSO.1、HSO.2、HSO.3、HSO.4、HSO.5。在本裝置中利用這些輸出通道輸出IGBT器件的觸發信號。
WATCHDOG功能，使得系統在故障情況下能夠自動恢復正常工作。
數據通訊功能，可根據用戶的需要，增加與電廠監控系統的通訊。
另外，該單片機指令系統極其豐富，采用寄存器-寄存器結構，增設了乘、除法指令，使編程簡潔方便。另外，CPU能接收17個中斷源信號，使中斷系統簡練適用。一只CPU芯片幾乎包含了一臺計算機的所有部件。再經過有針對性的設計，使HWKT－09系列微機勵磁調節器較國內其它廠家常用的八位Z80CPU、Intel8031以及8086CPU等，在用于實時控制方面，功能更強，性能更優，抗干擾性能更好，可靠性更高。
由于全部采用了進口大規模或超大規模集成電路芯片，及其它工業級器件，可靠性得到保證。由于硬件極其簡單，給調試及維護帶來極大的方便。另外輸入、輸出信號經過多重全隔離，采用了高質量的雙套開關電源電路，又采取了有效的抗干擾措施以及嚴格的制造工藝，使得本裝置不僅有很高的可靠性，而且性能優良。
3.1.1 主控電路的組成
由單片微機（8098）CPU、程序存儲器（EPROM）、工作參數存儲器（E2PROM）、石英晶體等組成。
3.1.2 鍵盤顯示電路
該電路由鍵盤顯示控制芯片、8位數碼管、數碼管譯碼驅動芯片、16位鍵盤、鍵盤譯碼芯片等組成。通過特殊按鈕的開關信息和鍵盤中斷來實現調節器參數設置、顯示切換、(10%階躍試驗等功能。
3.1.3 測量電路
發電機電壓UFY、系統電壓UFL、發電機電流IF、勵磁電流IL四路模擬量經降壓(或變流)整流，再經運放緩沖放大、送入單片機的A/D轉換器。通過對電壓、電流相位的檢測來計算功率因數角及有功、無功。
3.1.4 同步電路
直流勵磁系統中，通過單片機內部電路產生一組同步信號，分別發送到另一套調節器，經過邏輯判斷，形成脈寬調制脈沖的同步信號。
3.1.5 開關量輸入電路
共有八路開關量輸入，均經抗干擾處理及光電隔離，再送到相應的檢測芯片。八路開關量分別是: 增加勵磁接點、減少勵磁接點、風機位置接點、手動接點、油開關位置接點、滅磁接點、關機接點、開機接點。
調節器面板配設相應的按鈕，能“就地”、“單套”調節以及模擬發電機的運行狀態。
3.1.6 調寬脈沖輸出電路
由CPU的高速輸出口HSO輸出單相脈寬調制矩形波，經光電隔離、功率放大輸出，可以直接驅動IGBT功率器件。矩形波上升沿小于5us，幅值約15V， 瞬態輸出電流500mA。
3.1.7 信號輸出電路
共有14路信號輸出，調節器面板上有對應的14只發光二極管指示，共用4個光字牌信號輸出，并可接至中央控制室。這14路輸出信號分別是: +12V電源、-12V電源、+5V電源、24V電源、風機故障、手動運行、油開關狀態、滅磁、低頻、過勵、低勵、PT斷線、試驗及開機; 其中過勵限制、頂值限制、過勵保護共用過勵指示信號，另還有正組脈沖指示、反組脈沖指示。
當過勵保護、PT斷線保護動作，調節器輸出設備故障信號節點，同時在調節器面板上驅動相應指示信號; 當風機故障（功率單元溫度過高）、手動、滅磁、低勵限制、過勵限制、頂值限制等動作，調節器輸出設備異常信號，同時在調節器面板上驅動相應指示信號; 另設正組脈沖、反組脈沖兩路信號指示。
3.1.8 電源
電源采用雙路輸入雙路開關電源并聯工作方式。輸入電源采用交流220V整流后與直流 220V并聯，輸入到兩套獨立的開關電源，開關電源的輸出并聯。
此設計方式充分考慮了設備工作的基礎--供電電源的可靠性和冗余度，為整個設備的 正常工作提供堅實的基礎。
輸入: DC220V±20％; AC220V±10％~20％，
輸出: +5V/10A; +12V/2A；-12V/2A; +24V/1A; 24V與其它三路電源電氣隔離，用作開關信號輸入、輸出和脈沖功放電源。
3.2 控制軟件主程序原理流程圖
控制軟件程序包含各功能子模塊程序、顯示、給定調節、開關量保護判斷、采集、功率計算、自動PID、手動PID、低勵PID、控制方式選擇、手動跟蹤自動、自動跟蹤手動、PSS、恒無功等、鍵盤處理子程序、高速輸入中斷、高速輸出中斷等。
主程序原理流程圖如圖七所示。
3.3 勵磁調節器基本功能
保持發電機端電壓恒定
正負調差率可以選擇
發電機恒勵磁電流運行
PID及PI控制調節，附加PSS或EOC調節（可選），可變參數自適應調節及非線性最優調節
強勵頂值限制
過勵反時限限制
低勵限制
V/F限制
八位數碼管十進制顯示多種參量，循環或定點顯示
勵磁/儀表電壓互感器斷線檢測及保護
全數字調節
電源、硬件、軟件故障信號以及其它各種
故障信號輸出
與其它自動化儀器儀表及計算機監控系統的通信接口
空載過壓保護
零起升壓可跟蹤系統電壓
正常運行時鍵盤封鎖
兩套完全獨立的并列運行方式
雙套電源供電，面板測量及指示
模塊化軟件結構
全部參數均用十進制數字顯示
十六只薄膜鍵盤在線修改控制參數
完備的硬、軟件自診斷功能
開機電壓自動置位，關機電壓自動清零
狀態信號顯示
正反組脈沖輸出雙層隔離，面板測量及指示
掉電數據保護
3.4 勵磁控制系統方框圖
IGBT開關式自并激微機勵磁控制系統方框圖如圖八所示。
圖中A1、A2、A3分別是控制回路、勵磁功率回路及發電機的輸入輸出特性。其中UKZ是控制環節A1的輸出，它的大小和占空比KC成正比。為了方便分析，假設:
UKZ = KC
Ugl是功率環節A2的輸出（平均值）。我們由圖二及分析知: 在IGBT開關勵磁中，輸入、輸出及占空比的關系為:
Ugl=1.35UINKC
由此可知，Ugl及KC是線性關系，因而系統具有很好的線性度和穩定性，降低了控制的復雜性。
4. 結束語
篇8
關鍵詞：垂直軸風力發電：PWM脈寬調制：IGBT開關功率管；ATMEGA16單片機；軟開關技術
0 概述
風能作為一種清潔的可再生能源，是新能源開發中重要的項目。風力發電的基本原理是空氣流動的動能作用在葉輪上，將動能轉換成機械能，從而推動葉輪旋轉，通過葉輪旋轉帶動發電機產生電能。垂直軸風力發電機采用葉輪通過轉軸直接連接與發電機轉子的連接方式，不需要迎風調節系統，可以接受360度方位中任何方向來風，主軸永遠向設計方向轉動，提高了風能的利用率，且結構簡單、體積小、成本低、并便于維護。然而風力并不穩定，即單位時間內通過葉輪的風量并不恒定，造成葉輪轉速變化較大，也就無法保證風力發電機的穩定運行，其輸出的電壓、頻率都有較大變化難以使用。為了使風力發電系統輸出的電能能夠應用，需要采用一定的控制系統對風力發電機輸出電壓和頻率進行控制。
本設計是針對同軸型直驅式永磁風力發電機(已獲專利，專利申請號：200810049517)的電壓控制系統。其核心是利用單片機的計算和控制能力對采樣數據進行各種計算，從而排除和減少由于騷擾信號和模擬電路引起的誤差，大大提高了輸出電壓的穩定性，降低了對模擬電路的要求。
1 垂直軸風力發電電壓控制系統設計
本系統由主電路和控制電路兩部分組成，其中主電路包括整流濾波電路、穩壓電路、充電電路；控制電路包括Atmega16、檢測保護電路、顯示電路等。如圖1所示：
1.1 主電路設計
主電路的輸入端采用二極管搭建的三相橋式不可控整流電路，將發電機輸出24V～100V的不穩定交流電轉化為不穩定的近似直流電，再經電容濾波獲得平滑的直流電；穩壓電路將近似直流電通過閉環控制電路轉化為穩定的直流電壓向蓄電池充電。如圖2所示：
(1)BUCK電路
穩壓電路是采用絕緣柵雙極晶體管IGBT作為開關功率管的降壓斬波電路，當IGBT接通時，經電容濾波獲得平滑的直流電通過LL平波和CS濾波后向蓄電池充電；當IGBT關斷時，LL通過二極管D7續流，保持充電電流連續。
1.2 控制電路設計
垂直軸發電機的電壓穩定控制電路如圖3所示，由單片機Atmega16、驅動電路、顯示屏等組成，完成控制和驅動輸出兩部分。同時在PWM脈寬調制的過程中采用軟開關技術。
(1)Atmega16
Atmega16是ATMEL公司設計研發的高速低功耗8位單片機，其I／O口功能強，具有2路PWM直接輸出，可以驅動開關管，8路10位高速A／D轉換功能，能夠采樣得到蓄電池充電數據進行實時分析，從而精確控制充電電壓，且
使用方便快捷。
在本系統中，Atmega16主要用于產生一定脈寬的PWM波，作為IGBT驅動電路的輸入信號，根據基準電壓與檢測到穩壓電路的輸出反饋電壓的比較，調整脈寬。改變占空比，控制發電機輸出電壓，并對充電電壓進行實時監控；同時，風輪轉速和充電電壓等模擬信號經單片機內部A／D轉換為數字信號，再經單片機處理后由顯示屏以數字方式顯示。
(2)驅動電路
本設計中采用惠普公司的成品驅動模塊HCPL316J來驅動IGBT，可以大大提高設備的可靠性。該芯片為光耦隔離，COMS／TTL電平兼容，過流軟關斷，最大開關速度為500ns，工作電壓15V～30V，欠壓保護，可以驅動150A／1200V的IGBT。
驅動電路如圖4所示，由單片機產生的PWM波信號加在HCPL316J的第1腳，輸入部分需要1個5V電源，RESET腳低電平有效，故障信號輸出由HCPL316J的第6腳送至單片機的PD0口關閉PWM波信號，在發生過流情況時及時關閉PWM輸出。輸出部分采用+15V和-5V雙電源供電，用于產生正負脈沖輸出，HCPL316J的14腳為過流檢測端，通過二極管VD檢測IGBT集電極電壓，在IGBT導通時，如果集電極電壓超過7V，則認為是發生了過流現象，HCPL316J慢速關斷IGBT，同時由第6腳送出過流信號。
(3)軟開關技術
軟開關技術是在脈沖調制電路中，加入L、C諧振電路，使開關器件中的電流或電壓按正弦或準正弦規律變化。當電流過零時，使器件關斷，當電壓過零時，使器件開通，實現開關的近似零損耗。同時，有助于提高頻率，提高開關的容量，減小噪聲。
本設計中增加了帶有輔助開關控制的零電流開關變換，如圖5所示。當S1、S2導通時，在LR的作用下，S1零電流導通，ILR=I0o當S1、S2導通一關斷時，CR開始產生電壓，D7在零電流下自然關斷；之后，LR與CR開始諧振，經過半個諧振周期，ILR再次諧振到I0，UCR上升到最大值，而ICR為零，S2關斷，UCR和ILR將被保持。當S1導通、S2關斷時，Uin正常向負載I0供電。當S1導通一關斷、S2導通時，在LR作用下，S2電流為0，諧振再次開始，當1LR反向諧振到0時，S1完成
關斷。當S1關斷、S2導通時，UCR在I0作用下，衰減到0。當S1關斷、S2導通一關斷時，D7自然導通開始續流。由于D7的短路作用，S2可在此后至下一周期到來前完成關斷。S1、S2均由單片機進行控制，其中S1在前四個階段均導通，恢復及續流時關斷，S2的作用主要是隔斷諧振產生保持階段。S1、S2的有效控制產生了PWM的效果，并利用諧振實現了自身的軟開關。
2 系統軟件設計
系統軟件的設計是實現垂直軸風力發電電壓控制系統正常運行的主要條件，采用模塊化設計增強了程序的可移植性。整個軟件系統主要分為四大模塊組成：初始化模塊、數據采集與處理模塊、中斷模塊、顯示模塊。
系統的主程序設計主要實現的是各模塊程序的鏈接，如圖6所示。系統上電后，首先進入初始化模塊，對單片機內部的AD、中斷、顯示等各參數進行初始化；接下來進入數據采集與處理模塊，單片機通過傳感器和充電電路的采樣電阻分別循環采樣垂直軸發電機的風輪轉速和充電電壓，然后將采樣值經AD轉化處理后進入顯示模塊，將采樣值顯示在液晶屏上；同時在中斷模塊中，將系統輸出反饋電壓與預先設置的基準電壓按一定比例進行比較，調整脈寬，改變占空比，控制發電機輸出電壓。
系統軟件設計重點是中斷模塊。在程序中將單片機的PD4口設置為輸出PWM波，同時設置基準電壓U0和輸出的PWM波頻率。單片機將系統輸出反饋電壓U和U0進行比較；當U與U0不相等時，程序產生中斷，單片機根據q=U*q0／U0計算出所需要的占空比，從而改變PD4口輸出的高低電平的持續時間，產生PWM驅動信號，控制IGBT的通斷時間，調整充電電壓。
篇9
1 概述
機車常年運行于鐵路線上，為了改善機車司機的工作環境，鐵路部門正逐步在機車上配備空調系統。早期安裝的一般都是三相定頻空調系統。內燃機車上的電源是由一臺三相380V發電機產生的，由于容量的限制和空調器頻繁起停的沖擊，嚴重影響了發電機其它負載的正常工作。為此鐵路部門規定安裝空調器必須解決沖擊問題，實現軟起動。目前大多數廠家采用通用變頻器進行軟起動，雖然解決了沖擊的問題，但采用通用變頻器僅僅為實現空調的軟起動顯然非常“浪費”，而通用變頻器又不能滿足變頻空調的特殊要求，所以開發機車空調專用變頻調速系統非常有意義，既可實現軟起動，又可通過變頻空調實現溫度調節，達到節能的目的。
目前，變頻壓縮機一般由三相200V左右異步電動機拖動，工作頻率范圍是0～120Hz。對此適用的逆變器通常是DC300V的電壓級別。內燃機車上的一臺直流發電機能夠提供DC110V的電源，因此必須使用升壓裝置，使DC110V電壓經升壓變換為DC300V，然后再經逆變器變換成滿足要求的交流電壓。機車變頻空調控制器的基本結構如圖1所示。
本文主要討論機車空調用DC/DC變換器的設計與實現。首先選擇了易于實現的變換器結構，然后設計電路，最后給出了滿足設計要求的實驗結果。
2 DC/DC變換器主電路結構選擇及設計
2.1 主電路結構選擇
對于DC/DC升壓變換器，可以采用的結構形式很多。通常在1kW以上選用帶變壓器隔離的全橋DC/DC變換電路，但這種變換電路需要4個功率開關器件，使得系統結構復雜，同時在電路設計中必須考慮克服隔離變壓器的直流偏磁問題，這無疑增加了控制的難度。由于機車變頻空調控制器的惡劣工作環境，希望電路結構盡可能簡單，通過分析和試驗，認為采用Boost拓撲結構是一種較好的實現方案。該結構只需要一只開關器件和一只升壓用二極管以及升壓電感，其控制電路也比較簡單。當然該結構在功率較大時要求開關管的容量較大[1]，這是一般大功率DC/DC變換器不選擇這種拓撲結構的原因。考慮到本系統的實際情況以及目前器件的水平，選用Boost拓撲結構還是可行的，其原理如圖2所示。
機車空調的功率為5kW。根據機車空調的要求，DC/DC變換電路需要將DC110V變換成為DC300V。變換器主電路為典型的Boost結構，控制電路由通用PWM控制芯片SG3524實現。控制電路輸出的PWM信號經HCPL316J隔離放大去驅動IGBT。HCPL316J是IGBT專用驅動電路，通過檢測IGBT的飽和壓降實現過流保護。與一般帶過流保護的IGBT專用驅動電路相比，具有電路結構簡單、價格便宜的優點。Boost電路在電流連續及斷續情況下電感中電流及IGBT兩端電壓波形如圖3所示。
2.2 主電路參數計算
2.2.1 工作頻率的選擇
通常小功率開關電源工作頻率高達幾十kHz甚至幾百kHz。但在本電路中，由于功率較大，導通時開關管中流過的電流很大，開關損耗非常大，所以開關管不宜工作在很高的頻率。考慮實際情況，選擇開關頻率為15kHz。
2.2.2 電感量的計算
已知壓縮機負載功率為5kW，Boost電路的輸出電壓Vo=300V，這樣Boost變換器的等效負載電阻RL=18Ω，等效輸出負載電流Io=17A。
在大功率場合，一般希望工作在電感電流連續狀態。由圖3（a），根據電感兩端電壓在一周期內伏秒平衡的原則，可得
Viton－(Vo－Vi)(T－ton)=0 （1）
由式（1）可得
Vo/Vi=1/(1-D) （2）
電感中電流紋波為
ΔI=（Vi/L）ton=(Vi/L)DT （3）
忽略變換器損耗，變換器輸入功率等于輸出功率，即
ViIL(AV)=VoIo （4）
式中：IL(AV)為電感電流的平均值。
由式（4）得
IL(AV)=(Vo/Vi)Io=(1/I-D)Io （5）
為保證電流連續，電感電流應滿足式（6）。
IL(AV)≥ΔI/2 （6）
考慮到式（3）及式（6），可得到滿足電流連續情況下的電感值為
應在所有占空比情況下滿足式(7)，同時考慮在10％額定負載以上電流連續的情況。10％負載相當于RL=180Ω，當D=時得到滿足電流連續時的電感值為
=0.89mH，實際電路中取L=1.1mH。
2.2.3 輸出濾波電容容量的計算
為滿足輸出紋波電壓相對值的要求,濾波電容由式（8）決定[1]。
C≥(VoDT/ΔVoRL) (8)
根據設計要求，在輸入電壓為55V時，輸出電壓仍應為300V。這樣，最大占空比Dmax===0.82，考慮在最大占空比及滿載情況，并取電壓紋波系數為2％，開關頻率15kHz，負載電阻為18Ω，可求得C=160μF，實際電路中取C=220μF。
2.2.4 功率開關器件IGBT的選擇
IGBT中流過的電流峰值即為流過電感電流的峰值，即
IS(M)=IL(M)=IL(AV)＋1/2ΔIL （9）
式中：IL（M）及IS（M）分別為電感電流峰值及流過
IGBT電流峰值。
將式（3）代入式（9），在滿負載情況下，可得
IS(M)=150A，再考慮二倍的安全裕量；在開關管關斷時其兩端電壓為輸入電壓，即300V，同樣也考慮二倍的安全裕量，于是選擇600V/300A的IGBT。
3 PWM控制及IGBT驅動電路
3.1 PWM控制電路[2]
PWM控制采用SG3524控制器，其原理框圖如圖4所示。
直流電源Vs從腳15送到基準電壓穩壓器的輸入端，產生穩定的＋5V基準電壓，再送到內部及外部其他電路作為電源。腳7須外接電容CT，腳6須外接電阻RT，這樣在腳7產生鋸齒波。選擇不同的CT與RT，即可產生不同的振蕩頻率。振蕩器的輸出分為兩路：一路以時鐘脈沖形式送至雙穩態觸發器及兩個或非門；另一路以鋸齒波形式（腳7）送至比較器的同相端。比較器的反向端連向誤差放大器。誤差放大器實際是差分放大器，其一個輸入端與經過分壓的輸出電壓相連，起到反饋作用。VREF通過電阻分壓作為給定信號連接該放大器的另一端，腳9是補償端。誤差放大器的輸出與鋸齒波相比較，比較器的輸出為隨誤差放大器輸出電壓大小而改變寬度的脈沖信號，再將該脈沖信號送到或非門的輸入端，或非門的另兩個輸入端分別為觸發器及振蕩器的輸出信號，最后送出兩路互差180°的脈沖波。SG3524具有外部關斷功能，當外部故障時，通過腳10封鎖SG3524的PWM輸出，起到保護作用。
圖5
在本方案中，將腳12、腳11分別與腳13、腳14并聯，將總的輸出脈沖展寬，使原來兩路占空比為0～50％脈沖展寬為占空比為0～100％的一路脈沖。在實際使用中，為防止由于脈沖過寬而引起的主電路過流，在腳9加了限幅電路。
3.2 IGBT驅動電路[3]
由于所選IGBT功率較大，所以SG3524輸出的脈沖信號須經過隔離放大電路才能驅動IGBT。考慮到可靠性及經濟性，所以選擇了HCPL316J作為該驅動電路。HCPL316J除具有隔離及驅動功能外，還具有過流保護功能。通過測量IGBT兩端的飽和壓降實現過流保護，在過流發生時HCPL316J一方面封鎖IGBT驅動信號，同時送出故障信號。在本方案中，HCPL316J輸出的故障信號連接到SG3524的SHUTDOWN端，以便更有效地實現保護。HCPL316J的原理框圖如圖5所示。
圖6
4 實驗結果
按照上述設計，在實驗室組成了機車用DC/DC變換器，并進行了一系列實驗。圖6為實驗波形。
在負載較輕時，由于分布電容的影響，開關管兩端電壓會發生振蕩現象。在滿負載情況下，將直流輸入電壓從55V到165V進行變化，DC/DC變換器的輸出電壓都能夠穩定在300V，具有很好的調節能力。但是，由于電路自身的結構，輸入電壓愈低，開關管及Boost電感中流過的電流將愈大，所以要考慮開關管及電感的散熱問題。
篇10
【關鍵詞】DTC控制技術 電鏟車 應用
目前，工業發達國家已廣泛應用交流變頻調速于鋼鐵、有色冶金、石油、化工、紡織、電力、機械、輕工和造紙等行業傳動領域。在露天開采設備，如拉鏟和單斗挖掘機等設備上使用交流變頻調速技術，除了其具有卓越的調速性能外，還有非常顯著的節電效果，是礦山設備技術改造和產品更新換代的理想設備。本文主要論述了新型的交流變頻技術在電力挖掘機（ 電鏟） 中的應用。
1 DTC 技術的原理
DTC 直接轉矩控制是繼矢量變換控制后，在交流調速領域中出現的一種新型調速技術，在逆變器的開關狀態最佳狀態時產生PWM 信號，以獲得高動態的轉矩性能。電源輸出電壓反饋值Uf與基準電壓值Ug比較。放大后得到誤差電壓Ue。該誤差電壓經過與鋸齒波發生器產生的鋸齒波信號電壓進行比較，從而產生了占空比變化的矩形波驅動波形。直接轉矩控制不需要矢量控制中的解耦和復雜的矢量坐標變換，而是將轉子磁通定向更換為定子磁通定向，通過實時檢測電機定子電壓和電流，計算轉矩和磁鏈的幅值，并分別與轉矩和磁鏈的給定值比較所得差值來控制定子磁鏈的幅值以及該矢量相對于轉子磁鏈的夾角，由轉矩和磁鏈調節器直接輸出所需的空間電壓矢量，從而達磁鏈和轉矩直接控制的目的。直接轉矩控制結構簡單，受電機參數變化影響小，能夠獲得極佳的動態性能。
2 系統硬件
直接轉矩控制硬件系統輸入電壓為三相交流電，經過交―直―交整流逆變后，變為頻率可變的三相電。逆變器由6 個IGBT 橋電路組成，其中每個IGBT 都采用RC 阻容緩沖吸收脈沖尖波。直流母線上并聯的耗能電阻和IGBT 構成了泵升抑制電路，電路將檢測整流后母線電壓并與電壓限幅值相比較，在泵生電路中產生用于控制IBGT 導通和關斷的控制信號，以保護整個系統強電電路的安全。弱電電路包括：模擬量檢測模塊、保護模塊、通信模塊、IGBT 驅動模塊、D/A 輸出模塊、測速模塊等。系統電路供電均有單獨輔導電源開關提供，供電穩定、強弱電分離、抗干擾能力強。
3 軟件部分
圖1 所示為系統主程序流程圖，主流程圖說明了整個系統流程的運行架構，包括PLC 初始化、運行環境定義、A/D 轉換等功能。其中，封鎖驅動輸出命令是保證在系統初始化時防止IGBT 的誤動作而進行的PWM 通道關閉處理；PLC 初始化是對程序中所用到的各種參數進行必要的初始恢復設定，包括寄存器、常量、變量、A/D模塊、符號擴展等狀態位的定義等；A/D 轉換是對電壓、電流的實時檢測；PWM 波形生成是指PWM 模塊根據A/D 轉換結果結合最優開關表生成IGBT 開關狀態信號；故障檢測是對內外部故障中斷的檢測與判斷，并根據檢測結果將程序轉至相應的中斷服務子程序。
圖1 系統主程序流程 圖2 系統驅動信號生成流程圖
圖2 所示為系統驅動信號生成流程圖，程序分為2 個部分：首先是對電機三相定子電流和定子電壓進行檢測，實時檢測的對比數據結果經過A/D 轉換模塊進行轉換；對A/D 轉換結果進行坐標變換，將電流、電壓分量經過各種算法生成電壓矢量進行準確的IGBT 驅動。軟件部分的軟件控制任務主要完成以下幾方面的內容：
（1）對異步電機定子電壓和電流進行實時數據采樣，完成A/D 轉換。（2）根據檢測到的模擬量，通過估計算法完成磁鏈的觀測和速度估算。（3）根據直接轉矩控制理論，通過最優開關表確定逆變器6 個IGBT 模塊的開關狀態并生成PWM脈沖。（4）檢測并判別系統故障，及時做出中斷處理。
4 結語
本套控制系統采用交流變頻電動機，從根本上解決了電氣傳動系統對挖掘機運行可靠性的影響，大大提高了設備的完好率及生產效率，并降低維護工作量和維修費用。該系統已經投運到國內一些大型的露天礦廠，從實際運用看系統動態響應快、定位準確且運行穩定，能夠滿足電鏟工況要求。
參考文獻：
[1] 李亞武，王挺.電鏟控制技術的創新[J].中國科技信息，2011（22）.