功率放大電路范文

導語：如何才能寫好一篇功率放大電路，這就需要搜集整理更多的資料和文獻，歡迎閱讀由公務員之家整理的十篇范文，供你借鑒。

篇1

所謂的轉換效率是指功率放大電路的最大輸出功率與電源提供的功率之比，而電源功率是指直流功率，即電源輸出的平均電流與電壓的積。

功率放大電路：是一種以輸出較大功率為目的的放大電路。它一般直接驅動負載，帶載能力要強。

在很多電子設備中，要求放大電路的輸出級能夠帶動某種負載，例如驅動儀表，使指針偏轉；驅動揚聲器，使之發聲；或驅動自動控制系統中的執行機構等。總之，要求放大電路有足夠大的輸出功率，這樣的放大電路統稱為功率放大電路。

（來源：文章屋網 ）

篇2

關鍵詞:GaAs HBT;功率放大器;溫度補償電路;在片

Abstract:A new on-chip temperature compensation circuit for GaAs-based HBT RF amplifier applied to wireless communication was presented. The simple compensation circuit is composed of one GaAs HBT and five resistors with various values, which allows the power amplifier to achieve better thermal characteristics with a little degradation in performance. It effectively compensates for the temperature variation of the gain and the output power of the power amplifier by regulating the base quiescent bias current. The temperature compensation circuit is applied to a 3-stage integrate power amplifier for wireless communication application, which results the gain variation improved from 4.3dB to 1.1dB in the temperature range between -20℃ and +80℃.

Key word: GaAs HBT; power amplifier; temperature compensation; on chip;

1引言

隨著信息技術的發展,對功率放大器的需求量日益增大[1,2],并且對功率放大器提出越來越高的要求[3]。眾所周知, InGaP/GaAs HBT射頻功率放大器的功率增益和輸出功率都嚴重地受到外界環境溫度的影響[4]。因此,提高功率放大器的熱穩定性顯得尤為重要。目前提高射頻功率放大器溫度補償的方法,一般采用片外元件控制功率放大器的偏置電流或者輸入信號的方式調節功率增益和輸出功率,實現溫度補償作用。這種片外調節的方式將使功率放大器模塊體積更加臃腫。為了提高集成度,實現功率模塊的小型化,將溫度補償電路于功率放大器在同一單片內實現已經成為一種趨勢[4 - 6]。

本文基于無線通信系統的應用,提出一種應用于InGaP/GaAs HBT射頻功率放大器的在片溫度補償電路結構。這種溫度補償電路由一個GaAs HBT和五個阻值大小不同的TaN薄膜電阻組成,通過實現調節基極靜態偏置電流的方式實現對功率放大器的溫度補償。通過這種在片的方式實現溫度補償,大大提高了功率放大器的集成度,既有利于提高電路性能,更有利于節省成本。

2GaAs HBT VBIC 大信號模型

實驗采用由穩懋半導體提供的商用化的GaAs HBT VBIC大信號模型進行模擬仿真,該模型包括基于G-P模型的HBT本征晶體管和襯底寄生晶體管兩部分。圖1示出GaAs HBT VBIC大信號模型的等效電路圖。等效電路除了晶體管本征部分和襯底寄生晶體管之外,還包括熱效應等效網絡和剩余相位網絡。本實驗中采用VBIC大信號模型具有如下特點:精確模擬基區寬度調制效應;準確表征寄生襯底晶體管;提高Kirk效應的HBT準飽和特性;增強電子渡越時間模型;近似的分布式基極描述;弱化雪崩電流效應;小信號相位漂移以及瞬態分析相位漂移的一致性處理;改進的空間電荷電容模型;準確模擬自熱效應;改善的溫度模型。

為了準確地描述外部環境溫度變化引起的熱效應以及自熱效應,GaAs HBT VBIC模型專門針對這種現象建立了與外部環境溫度相關和異質結結溫相關的熱等效網絡,如圖1所示。

3溫度補償電路

由于InGaP/GaAs HBT具有很強的熱敏感性,器件性能受外部環境溫度以及自熱效應的影響很明顯,從而導致基于InGaP/GaAs HBT研制的射頻功率放大器增益明顯的受環境溫度影響。圖2(a)示出單級功率放大器的小信號增益隨環境溫度變化的特性曲線,由圖可以看出,隨著溫度的增加增益急速下降。這被認為與HBT器件的跨導變化莫大的關系,因為對于GaAs基HBT器件而言,靜態偏置電流會隨溫度的增加而減小,從而導致器件跨導隨之減小。眾所周知,功率放大器的增益與器件的跨導呈之比。因此調節HBT器件的跨導是改善放大器功率增益隨溫度變化的有效手段。圖2(b)示出AB類工作的功率放大器小信號增益與基極靜態偏置電流的關系曲線。由圖可以看出基極靜態偏置電流的微量增加,會導致功率放大器增益的顯著提升。這同樣是因為HBT器件跨導的變化引起的,因為對于工作在AB類的功率放大器而言,HBT器件的跨導隨著靜態配置電流的增加而顯著增加。由此可見,可以通過調節功率放大器的基極靜態偏置電流的方法,提高HBT器件跨導,從而有效地改進放大器功率增益的溫度特性,因此,在功率放大器HBT器件的基極偏置端添加一個溫度補償電路調節基極靜態偏置電流顯得非常必要。

圖3示出InGaP/GaAs HBT射頻功率放大器帶溫度補償結構的射極跟隨器型偏置電路原理圖,其中黑色虛線框內為溫度補償結構。該偏置電路由一個InGaP/GaAs HBT和五個阻值大小各不相同的TaN薄膜電阻組成。由晶體管HBT Q2的基極電壓Vs決定Q2的發射極電流,由發射極電流和發射極電阻共同決定偏置電路的輔助電壓Vaux,通過輔助電壓Vaux和輔助電阻Raux調節射極跟隨器型偏置電路中二極管結構連接的晶體管D2的集電極電壓V1。

對于射極跟隨器型偏置電路,功率放大器的基極靜態電流主要由發射極跟隨器晶體管Q1的輸入電阻和基極電壓V2決定。隨著外部環境溫度的改變,溫度補償電路通過調節電壓V1的方法,進而調節晶體管Q1的基極電壓V2和功率放大器晶體管QRF的基極電壓Vin,從而調節功率放大器晶體管QRF的基極靜態偏置電流,實現增強功率放大器的功率增益隨環境溫度變化的穩定性的目的。對于溫度補償電路而言,需要對晶體管Q2各端選擇合適的電阻值,確保在室溫條件下輔助電阻Raux兩端電壓Vaux等于V1。

當溫度升高時,溫度補償電路節點aux的電壓Vaux減小速度低于V1的減小速度,致使Vaux大于V1,因此有附加電流從節點aux流向節點1,從而提高節點1的電壓V1,進一步提高電壓V2和功率放大器晶體管QRF基極電壓Vin。一方面,提高電壓V2會使得參考電阻Rref兩端電壓降低,減小參考電流Iref;另一方面,提高Q1的基極電壓V2和QRF的基極電壓Vin,使得晶體管Q1的基極和發射極兩端電壓增加,降低晶體管Q1的基極電阻,從而提高晶體管Q1的基極電流,進而提高功率放大器晶體管QRF的基極靜態偏置電流。反之,當溫度降低時,電壓Vaux低于V1,因此有附加電流從節點1流向節點aux,從而使得電壓V1、V2和Vin都將降低,導致晶體管Q1的基極電流減小,進而降低功率放大器晶體管QRF的基極靜態偏置電流。

特別需要提及的是,對于調節高溫和低溫條件下的的功率增益大小,輔助電阻Raux阻值的選取非常重要,合適的阻值能將電阻Raux兩端的電壓差調節到需要的值,達到高溫和低溫時的功率增益沒有明顯差異。

4結果與討論

為了驗證上述提出的溫度補償電路的可行性,將溫度補償電路應用到實際功率放大器電路中。圖4示出應用于無線通信系統的單片集成射頻功率放大器的原理圖。對于射頻功率放大器而言,需要盡可能的得最高的效率和最高增益。為了實現這個目標,功率放大器的晶體管選擇合適的發射極面積,并設法使功率放大器工作在AB類。實現將溫度補償電路與射頻功率放大器集成在單顆GaAs基片上。

基于穩懋半導體公司提供的商用InGaP/GaAs HBT VBIC大信號模型,分別對有無溫度補償結構的射頻功率放大器進行仿真。圖5示出有無溫度補償結構的射頻功率放大器在環境溫度為-20℃, 25℃ 和+85℃條件下的小信號S21參數,其中圖5(a)為沒有溫度補償結構的S21參數,圖5(b)為有溫度補償結構的S21參數。由圖可以看出溫度補償結構能有效地減小小信號S21參數隨溫度變化的變化量。圖6示出有無溫度補償結構的射頻功率放大器功率增益隨溫度變化的特性,其中實線為沒有溫度補償結構,虛線為有溫度補償結構。由圖可以看出,當溫度從-20℃ 增加到 +85℃時,沒有溫度補償結構的功率放大器增益從14.3dB下降到12.8dB,下降量為1.5dB,而有溫度補償結構的功率放大器增益從13.7dB下降到13.4dB,下降量只有0.3dB。由此看出,溫度補償結構使得功率放大器的功率增益隨溫度的變化的穩定性大大提高。圖7(a)(b)分別示出有無溫度補償結構的功率放大器功率特性曲線,其中圖7(a)沒有溫度補償結構,圖7(b)有溫度補償結構。由圖可以看出,引入溫度補償結構,使得功率放大器在不同輸入信號條件下的的功率增益、輸出功率和效率隨溫度的變化量都大幅度減小。由圖可以看出,在-20℃到+85℃的溫度范圍內變化時,具有溫度補償結構功率放大器的輸出功率能穩定在37.7dBm以上,同時功率附加效率PAE在57%以上。從上述系列的結果可以看出,這種結構簡單的溫度補償電路非常適合應用于無線通信系統的射頻功率放大器。

5結論

本文提出一種應用于InGaP/GaAs HBT射頻功率放大器的溫度補償電路,這種溫度補償電路具有結構簡單,與功率放大器電路集成在同一個單片芯片的特點。采用該溫度補償電路通過調節功率放大器的基極靜態偏置電流的方式補償放大器功率增益隨環境溫度的變化,有效地提高功率放大器的熱特性。將溫度補償電路應用到實際射頻功率放大器中,使得在溫度范圍-20℃到+85℃內變化時,功率放大器的功率增益隨溫度的變化量從1.5dB下降到只有0.3dB,功率放大器的輸出功率能穩定在37.7dBm以上。本文提出的溫度補償電路是一種非常適合應用于無線通信系統的射頻功率放大器的溫度補償結構。

參考文獻

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篇3

【關鍵詞】E類功放 2.4GHz 偽差分 飽和輸出功率

1 引言

S著無線通信系統的發展，比如WCDMA、TD-SACDMA、CDMA2000等，大大加速了射頻功率放大器的研究和設計。射頻功率放大器是無線通信系統發射機的核心組成部分，功率放大器的性能指標直接影響整個通信系統的好壞，因此設計性能良好的功率放大器是當前無線通信系統亟待解決的問題。

射頻功率放大器用來輸出大功率給外部負載。功率放大器通常是無線發射機中功耗最大的模塊，為了降低功耗，延長電池壽命，要求它具有較高的效率。射頻功率放大器可分為傳統功率放大器和開關模式功率放大器，傳統功率放大器擁有良好的線性度，開關模式功率放大器則具有很高的效率。E類功率放大器是一種開關模式的功率放大器，擁有較高的效率，其可應用于手機藍牙系統、物聯網系統以及未來的可穿戴系統等，E類射頻功率放大器的效率理論上可達到100%。

2 E類功率放大器的原理和理論設計方程推倒

功率放大器實質上是一個能量轉換器，把電源供給的直流能量轉化為交流能量。其轉換能量的能力通常用漏極效率

，其中Pout為輸出功率，Pc為漏級耗散功率。該式表明，要增加漏級效率，就必須減少漏級耗散功率的消耗。當晶體管工作在開關狀態時，可以有效的減少漏級耗散功率的消耗。因為開關狀態的晶體管相當于一個開關，當開關閉合時，有電流通過；由于此時的導通電阻極小，晶體管的電壓很小，并且趨向于零。當晶體管斷開時，晶體管電壓雖然有點高，但無電流通過晶體管，從而達到減小耗散功率的目的。E類功率放大器就是按照電壓與電流不重疊出現而設計出來的，使得在任意時刻，電壓與電流的乘積為零，即耗散功率為零。圖1為E類功率放大器的拓撲結構圖。該拓撲機構由Grebennikov在2002年提出，經過10余年的發展，該放大器以其效率高，可設計性強等優點而被廣泛應用。

在該E類拓撲結構圖中，電感L1為電路提供直流偏置，電容C1為外加電容和晶體管寄生電容之和，電感L2和電容C2構成濾波諧振網絡，該諧振網絡諧振頻率為2.4GHz。RL為從晶體管獲得最大功率的最佳匹配負載。E類射頻功率放大器由單個晶體管和負載匹配網絡組成，在激勵信號的作用下，晶體管工作在開關狀態，當晶體管閉合時，晶體管漏端的電壓由晶體管本身決定，即由其自身的導通電阻決定，當晶體管斷開時，晶體管漏端的電壓波形由其后端的負載網絡的瞬態響應所決定。圖2為理想E類功率放大器兩端電壓、電流的波形圖。

為了使該功率放大器的效率達到100%，該功率放大器的瞬態響應網絡應該滿足以下三個條件：

（1）晶體管導通時，晶體管兩端的電壓必須為零，即晶體管的瞬態響應網絡應在晶體管導通之前，完成電荷的釋放；

（2）當晶體管截止時，晶體管兩端的電壓必須等晶體管完全截止后才開始上升；

（3）晶體管導通時，晶體管兩端電壓的導數為零。只有這樣，流過晶體管的電壓和電流才不會發生重疊，從而保證其100%的效率。根據以上三點，可以列出微分方程。通過對微分方程進行解析，可以得出E類功率放大器負載網絡各元器件的具體參數，具體的推倒過程文獻[1]已經列出。其各元器件參數的方程為：

其中，Pout為電路設計者需要功率放大器輸出的功率，QL為串聯諧振網絡的品質因子。

3 存在的問題和解決的方法

由于功率放大器輸出的是功率，且開關類的功率放大器和一般線性類功率放大器相比，晶體管的狀態完全不一樣，開關管工作在開關狀態，所以對于驅動開關管的信號幅度必須足夠大，這樣才能使晶體管充分的開啟和關閉。如圖1所示，開關管一般都是通過一個電感直接接電源，所以為了保證可以充分驅動開關管，前級電路必須可以提供一個從0V到電源電壓的驅動信號。其次，為了使該功率放大器的飽和輸出功率盡量的高，以提高其漏極效率和功率附加效率，本設計采用了偽差分電路設計，使得飽和輸出功率比單端增加了3dB，由于最佳負載是根據理論公式計算出來的，應該用負載牽引法，獲得最佳負載，從而獲得最大輸出功率。

3.1 反相器驅動電路設計

由于驅動電路必須可以提供從0伏到電源電壓的滿擺幅信號，因為在射頻前端中，功率放大器的前級電路是一個上變頻電路，上變頻電路的輸出信號幅度非常微弱，所以必須加驅動電路才能驅動開關管，如果采用一般的放大器電路，很難輸出一個滿擺幅的信號，綜合考慮本設計決定采用反相器級聯輸出方波信號的方式來解決該題。

圖3為反相器驅動的電路圖，該驅動電路由六個晶體管、兩個電阻、一個電容組成；其中電阻R1、R2用于為第一、第二個反相器提供直流偏置，第三級反相器的輸出端直接接需要驅動的開關管，C1為交流耦合電容。首先調整第一級反相器的參數，使得第一級反相器的靜態輸出為低電平，然后依次調整第二、第三級反向器的參數，使第二級靜態輸出為高電平，第三級靜態輸出為低電平，從而使后端的開關管靜態偏置在截止狀態。第一、第二、第三級反相器晶體管的尺寸按一定的比例增加，每一級反相器中PMOS管的寬長比應是NMOS管寬長比的倍數。使得級聯反相器能夠很好的輸出方波波形，驅動后面的晶體管。

3.2 差分電路設設計

本設計采用了如圖4所示的差分結構電路圖，在該差分結構電路中，各名稱相同的器件均為參數相同的器件，該差分結構電路由兩個參數完全相同的單端電路組成。輸入為差模電壓，任意時刻總是一個管子導通，一個管子截止。所以每一個周期電流兩次釋放到襯底，由此引起的耦合電流的頻率變為信號頻率的2倍，有利于減小襯底耦合給電路的干擾，其次在相同的電源電壓和輸出功率條件下，每個晶體管在差分結構中比在單端結構中承受的最大電流要小，如果在相同的電源電壓和電流下，差分結構比單端的輸出功率要高。

4 電路仿真結果與分析

5 結束語

E類射頻功率放大器是高效率的功率放大器，一直以來備受關注。本文對E類放大器的原理進行了簡單的介紹，對相關器件參數方程進行了推倒，設計出了功率放大器的驅動電路，采用偽差分的電路結構，提高了功放的飽和輸出功率的功率附加效率。榘E類功率放大器運用于高效率的平臺提供了參考。

參考文獻

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作者簡介

朱啟文（1990-），男，貴州省貴陽市人。現為貴州大學大數據學院在讀碩士研究生。主要研究方向為射頻集成電路方向。

作者單位

貴州大學貴州省微納電子與軟件技術重點實驗室 貴州省貴陽市 550025

篇4

【關鍵詞】數字功率放大器；損壞與對策；數字電視發射機

一、前言

新一代數字電視發射機的輸入信號不是平常的視頻和音頻信號，而是將音頻、視頻信號，經過壓縮、編碼，并與其他數據信息復用打包后的傳輸碼流(TS流)。輸入的TS流，經過信道編碼與調制單元，形成符合一定制式標準的模擬中頻信號，然后上變頻至發射頻道，經射頻放大后發送。這就是數字電視與模擬電視發射機的不同點。

二、數字電視發射機功率放大器分析

1、 數字電視發射機功率放大器的組成

功率放大器是數字電視發射機中的重要組成部分，它決定了發射機的功率輸出能力，是發射機成本最高的部分。模擬電視發射機有分放式和合放式之分。分放式指圖像載波信號和伴音載波信號經不同的功率放大器分別放大，又稱雙通道方式，合放式指圖像載波信號和伴音載波信號用同一個功率放大器放大，也稱單通道方式。

而數字電視發射機不可能采用分放式，因為數字音視頻信號總是復合在一起進行調制、解調。因此，要想使模擬電視發射機的功率放大器直接用于數字電視發射機，就必須采用合放式。分放式的功率放大器要經過改造才能用于數字電視發射機。如果圖像載波功率放大器和伴音載波功率放大器采用的是完全相同的功放模塊，則需要將功率放大器的輸入功率分配器和輸出功率合成器加以改造，將所用功放模塊都組合到一起。如果所用模塊不一樣，改造就比較困難。一種簡單的辦法就是將伴音載波功率放大器廢棄不用，只用圖像載波功率放大器。

新一代數字電視發射機對功率放大器的線性要求比模擬電視發射機要高的多，除了預校正電路（含在激勵器中）要提高性能之外，功率放大器的輸出功率要適當下降。由于數字電視發射信號的峰均比遠高于模擬發射信號的峰均比，為了保證滿足非線性失真指標，只采用功率回退的辦法技術上不可取，對發射機的性價比也不利。分析數字電視發射技術就要分析非線性預校正技術，這是分析新一代數字電視發射機的又一核心技術。

HPA是系統中主要的非線性器件，其效率和線性度是一對矛盾。通常為了保證高效率，功放會表現出較強的非線性，這種非線性將會造成信號的畸變，使信號的輸出頻譜發生變化，產生帶內、外干擾。為了補償功放的非線性對數字電視信號的影響，一方面可以采取功放的線性化技術，另一方面也考慮降低信號的PAPR技術。除了數字基帶預失真技術以外還可以采用中頻的非線性預校正技術，在數字電視激勵器中采用分段非線性預校正技術，進一步改善了整機的性能。為了保證新一代數字電視發射機的性能，還要進行幅度、相位和時延的線性校正。不同制式的發射機、校正電路是不同的。這部分電路包含在激勵器中。

2、數字電視發射機功率放大器的特點

新一代數字電視發射機中的信號經COFDM方式調制后輸出中頻模擬信號，通過上變頻送入放大部分。在OFDM系統中，每個載波之間的頻率間隔非常近，所以交調信號很容易落在頻帶內，引起交調失真。數字電視的發射機較傳統類型，在線性度，穩定度等方面有著更高的要求。對發射機中的功率放大器要求必須工作在較高的線性狀態下，增益穩定。

發射系統的放大部分分為激勵和主放大電路。其中激勵部分為寬帶功率放大器，為確保地面數字電視傳輸的正常穩定，需要具有良好的穩定性和可靠性，其工作頻段在470MHZ∽860MHZ，工作狀態為AB類；要求增益大于10dB，交調抑制小于—35dB，噪聲功率密度大于130dBc/Hz。

放大器模塊采用LDMOS FET，具有以下顯著特點：

其一：可以在高駐波比（VSWR=

10:1）情況下工作。

其二：增益高（典型值13dB）

其三：飽和曲線平滑，有利于模擬和數字電視射頻信號放大。

其四：可以承受大的過驅動功率，特別適用于DVB-T中的COFDM調制的多載波信號。

平衡放大器與單管放大器特性比較，在長期穩定性，輸入輸出反射，噪聲特性元件離散性及對放大電路影響等方面表現出好的性能。

新一代數字電視發射機功率放大器中廣泛應用大功率LDMOS晶體管。LDMOS(Lateral Diffused Metal Oxide Semiconductor)即：橫向擴散金屬氧化物半導體。起初，LDMOS技術是為900MHZ蜂窩電話技術開發的，蜂窩通信市場的不斷增長保證了LDMOS晶體管的應用，也使得LDMOS的技術不斷成熟，成本不斷降低，今后它將取代雙極型晶體管技術。

與雙極型晶體管相比，LDMOS管的增益更高，LDMOS管的增益可達14dB以上，而雙極型晶體管在5～6dB，采用LDMOS管的PA模塊的增益可達60dB左右。這表明對于相同的輸出功率需要更少的器件，從而增大功放的可靠性。LDMOS能經受住高于雙極型晶體管3倍的駐波比，能在較高的反射功率下運行而沒有破壞LDMOS設備。它較能承受輸入信號的過激勵和適合發射數字信號，因為它有高的瞬時峰值功率。LDMOS增益曲線較平滑并且允許多載波數字信號放大且失真較小。LDMOS管有一個低且無變化的互調電平到飽和區，不像雙極型晶體管那樣互調電平高且隨著功率電平的增加而變化。這種主要特性允許LDMOS晶體管執行高于雙極型晶體管二倍的功率，且線性較好。LDMOS晶體管具有較好的溫度特性溫度系數是負數，因此可以防止熱耗散的影響。這種溫度穩定性允許幅值變化只有0.1dB，而在有相同的輸入電平的情況下，雙極型晶體管幅值變化從05～0.6dB，且通常需要溫度補償電路。

新型LDMOS晶體管的功率越來越大，對于發射機來說，每只晶體管的功率越大代表單個功率放大器所用的晶體管數量越少，設備的成本也就越低。最新的LDMOS FET是寬帶的，能夠覆蓋整個UHF波段。也就是說，一個功放模塊在不需要調整的情況下在UHF波段的任一頻率下運行。有點所謂“寬帶”的功率放大器工作在整個UHF波段，需要兩種甚至三種類型的放大器覆蓋整個波段。其方框圖見圖1所示。

三、數字電視發射機功率放大器損壞處理對策

數字電視發射機功率放大器，在電路調整時，由于調整不良產生反常震蕩引起損壞的達80%，其余20%損壞的原因差不多都是由阻抗失配所產生的集電極電流過大所致。其他的損壞原因有散熱器小，通風不良，調試者失誤等造成。

圖2示出了防止功率放大電路所產生反常振蕩的處理對策。如果能完全防止電路產生這種反常振蕩，就能保證80%不會壞。

1、功率放大電路有效Q值

為了消除反常振蕩，首先必須降低基極偏壓用的高頻扼流圈的有效Q值。這是因為功率放大器電路使用在大電流低電壓的情況下。根據歐姆定律，電路的阻抗比電子管低很多，所以，如果基極高頻扼流圈的Q值高，勢必變成易于引起大的反常振蕩的狀態。如果發生反常振蕩，則集電極電流瞬時增大到超過最大集電極電流，致使功率放大器損壞。

2、功率放大電路反常振蕩

另外，如功率放大電路有效Q值底，雖不至于損壞，但由于環境溫度變化和電源的斷合，也可能使功率放大器損壞。

對于反常振蕩如果通過頻譜分析儀進行觀測的話，其波形如圖3所示。圖3所示的主要頻率成份只是基波，二次諧波必須由電路的性能來定。圖3是頻譜分析儀測試方框圖。對于其它反常振蕩頻率成份必須完全消除之。圖3所示的波形是十分反常的情況，通常并沒有那么嚴重。

3、功率放大電路阻抗不匹配

功率放大器損壞的又一個原因在于阻抗不匹配引起電流過大。

圖5是使功率放大器晶體管的輸出阻抗和負載（50Ω）相匹配的電路，L2、L3、C3和C4匹配網絡。在電路調整時，如果改變C3、C4的容量，而對晶體管集電極有大的失配的話，則集電極電流就會變得過大。

這表明：

在圖6所示的失配等效電路（a）中，給天線饋電的同軸電纜在任意點上可以斷開。

令輸出匹配電路阻抗為ZL，在任意點開路的可變長度的同軸電纜的阻抗為：

Za=jZo•ctgL（1）

L是在B點開路的電纜的長度。如果同軸電纜在B點短路，則：

Za=jIo•tgL （2）

現在，只考慮電纜開路的情況。改變同軸電纜長度L，Za的變化如圖6（c）所示，即Za隨同軸電纜長度L的變化在－∽～＋∽間變化。

晶體管集電極的輸出阻抗為Zco，如圖6（a）。

把輸出匹配的阻抗ZL和從可變長度的同軸電纜的A點看的阻抗Za表示為下式：

Zco=ZL+Za （3）

現在若把ZL看做為只有正的虛數部，則公式（3）的圖形如圖6（d）。這個圖是假定的，Zco的實數部不變化，只考慮虛數部的變化。則：

（a）失配等效電路。

（b）可變長度同軸電纜阻抗從A點向B點看的阻抗，Za=-jZo•ctgL而Zo=同軸電纜線路特性阻抗。L=同軸電纜線路長度。λ=所用頻率的波長。B點斷開。

（c）Za=jZo•ctgL的圖。

（d）Zco=ZL+Za[ZL=Im(ZL)Za只考慮了虛數部分]。

由圖6（a）可知：據Zco隨可變長度的同軸電纜斷開的B點的位置也在-∽～+∽間變化。

再看圖7所示失配時集電極高頻電流的情況。

當Za在-∽～+∽間變化時，根據等效電路，流過晶體管集電極的高頻電流為：

（4）

式中：

iRF=流過集電極的高頻電流。

URF=集電極端點上呈現的高頻輸出電壓。

RL=晶體管工作時的輸出阻抗（實際上也含有虛數成份）。

如果把圖6（a）的阻抗和公式（4）比較，當Za合ZL的合成阻抗為零時，高頻電流im最大，即：

（5）

但是，當ZL+Za=±∽，即Zco為無限大時，高頻電流為最小，即：

（6）

所以，集電極內部消耗的功率，在ZL和Za的合成阻抗為零時，此內部損耗為最大。

晶體管電流輸出越高或RL越低，因此，當天線饋電電纜在Zco=∽的點上開路時，集電極電流過大和易于損壞是密切相關的。

上述的按長度可變的同軸電纜來考慮失配的方法和在同軸傳動輸出匹配電路的可變電容器時考慮失配的方法是一致的，但是，由于是考慮失配的基本方法，所以，把它用來進行考慮仍有十分密切的關系。

4、功率放大器在失配時保護晶體管的兩種方法

為了在失配時保護晶體管，一般采用圖8所示的（A）、（B）兩種方法：

（1）防止天線饋電反常的方法，當有反射波（或天線回路反常）時，直流放大器工作，從而使繼電器動作，切斷集電極電路，使回路停止工作。

（2）防止輸出匹配可變電容變化過大的方法。即使可變電容Vc1、Vc2為零，回路中仍有C1、C2工作。

5、數字功率放大器特性參數要求與使用

（1）功率放大器應滿足的參數要求

①輸出功率要在達到所規定的非線性指標范圍之內，才有實際意義。即輸出功率應為線性輸出功率。

②應具有較寬的線性動態范圍，以保證與傳輸圖像質量直接相關的微分增益和微分相位失真，滿足技術指標規定值（DG=2%，DP=5º）。

③在輸出電壓中不存在互調分量，至少要使三階互調分量達到所規定的技術指標（如IM3=-58dB）。

④盡量在滿足非線性指標的前提下，加大輸出功率及具有高效的功率增益，以減少功率放大器的級數，縮小整機體積。

⑤輸出功率一頻響應滿足8MHZ帶寬，不平坦度通常為±0.5dB。

⑥輸出功率受溫度影響要小，以確保輸出功率基本恒定。

（2）數字功率放大器的使用

功率放大器高頻大功率晶體管的特性參數，直流電流放大系數，如圖9所示的二種情況：

①不管直流電流放大系數怎樣低，必須保證在集電極電流高時仍不致顯著下降。

曲線1：hFE高，而Ic大的地方，hFE急劇下降。

曲線2：hFE延伸到Lc大的地方。

②直流電流放大系數大，但在集電極電流大時則應急劇下降。

③實際上hFE大的晶體管在甲乙類工作狀態時，偏置電流的微小變化都可以表現出大的集電極電流變化，因而導致特性變壞。

④晶體管的直流放大系數也有超過100的情況，我們如何合理的壓低hFE也是使用中應該注意的一個技術問題。

⑤在使用中還應該注意晶體管內熱分布均勻化的問題，高頻大功率晶體管，由于片狀結構是重迭式的，所以有非常多的分割接點，整片都有接點。因此，必須加寬節點間的間隔以使熱分布均勻化，從而改善散熱條件。

四、結語

當前，數字電視發射機功率放大器固態技術有了較大發展，如果使用得當，壽命會更長些。而且會節省大筆日常維護費用。損壞維修的間隔期也可延長到每年一次。而且在有效壽命期內還會有更多的結余。

數字電視發射設備的價格與功率的關系式是：Y=mx+c

數字電視發射設備體積小，常數C也相對小。斜率m與功率成線性關系。因此，對于價格的比較主要取決于功率。

在走向市場經濟的今天，要求電視發射設備的投資成本必須在15∽20年設備有效使用壽命內償付完。由于目前數字電視發射機固態器件有了較大改進，更適應各級電視發射臺在數字電視發射設備更新換代及技術改造中的要求。這是我們對新一代數字電視發射設備進行了以上的簡介，以供參考。

作者簡介：

李明星（1964—），男，河南湯陰人，大學專科，廣播電影電視專業工程師，現供職于河南有線電視網絡集團有限公司鶴壁分公司，主要從事廣播電視網絡工程傳輸工作，曾在國家級科技期刊上多篇，獲得科技論文獎多項。

篇5

關鍵詞：GaN；負載牽引；射頻；功率放大器；管芯

中圖分類號：TN722.75 文獻標識碼：A 文章編號：2095-1302（2014）01-0075-02

0 引 言

在通信和雷達系統中，功率放大器是其主要的組成部分，它的性能優劣對整個系統來說，影響巨大。在雷達的主要部件—— TR組件設計中，要求高功率和體積小、質量輕、可靠性高、低成本。人們對通信系統的質量和業務范圍也要求越來越高。隨著半導體工藝的快速發展，電路集成度的迅速提高，人們對微波組件性能的期望值也越來越高。特別是對微波功率放大器，人們總希望其頻帶越來越寬、功率越來越大、通用性越來越強。GaN材料作為第三代半導體的代表，具有大帶寬、高飽和電子漂移速率和高擊穿電子強度等顯著特點。GaN高電子遷移率晶體管（HEMT）理論上可以實現更大的輸出功率、更高的工作效率以及更高的抗輻照能力，代表固態微波器件的發展方向。以氮化鎵（GaN）、碳化硅（SiC）為代表的寬禁帶半導體射頻微波器件必將在雷達、電子對抗、通信系統中取得廣泛的應用，而且也將解決航空航天電子設備等方面的難題[1]。

本文采用CREE公司的GaN管芯CGH60120D，采用ADS負載牽引技術設計C波段的微波功率放大器，其發射功率接近100 W。

1 理論基礎

功率放大電路設計包括同時提供準確的有源器件建模、有效的阻抗匹配（依賴于技術要求和工作條件）、工作的穩定性并易于實現等。功率放大器的設計品質的評估是在穩定工作條件下使得放大器級數最少、實現功率增益最大。為了穩定工作，必須計算有源器件潛在的不穩定工作的頻域。為了避免寄生振蕩，需要討論不同頻率范圍（從低頻到靠近器件的特性頻率）的穩定電路技術。功率放大器的關鍵參數是它的線性度，這個參數對移動通信應用是非常重要的。另外，功率放大器的其他參數有最大輸出功率、效率、l dB壓縮點、三階交調點等。器件的偏置條件決定了工作狀態[2]。

2 直流仿真

放大器要想工作在正常狀態，就必須確定一個靜態工作點，通過直流仿真了解功放管的靜態工作點 ，確定如圖 1所示的、正確的偏置和器件靜態 I V曲線。

根據 CGH60120D的資料顯示 ，該器件典型工作狀態下的漏級電壓為28 V，靜態電流為1.219 A，圖1中，橫坐標為漏級電壓 ，縱坐標為電流值 ，在 Vg為28 V的不同曲線中找到能夠使漏極電流為 180 mA的點 ，這時的柵極電壓為-2.8V，這樣便確定了晶體管的 2個供電電壓值。

3 穩定性

功率放大電路設計的目的在于在預先估計穩定度并給定輸出功率值的情況下，得到最大功率增益和效率。功率放大電路的不穩定性導致不希望的寄生振蕩，使得輸出信號失真。放大電路不穩定的主要原因之一是通過有源器件的內在電容、內在電感，以及外部電路元件，由輸出端正反饋到輸入端口。因此，任何功率放大電路，特別是在射頻和微波頻率，穩定性分析是非常關鍵的[3]。圖2所示是其電路的穩定因子圖。

由圖2可以看出，在5 GHz時，該電路的穩定因子為2.925，大于1，可知此電壓下，其電路是穩定的。

4 負載牽引

功放的輸出功率主要取決于有源器件的負載阻抗，通過改變不同的負載阻抗值，測試功放的性能，這就是負載阻抗牽引。同理改變源阻抗的值來獲得功放不同的性能叫做源阻抗牽引。搭建一套實際的負載（源）阻抗牽引系統是很困難而且代價昂貴的，但是隨著微波 EDA技術的發展，利用軟件仿真來實現負載（源）阻抗牽引是很方便的[4]。用ADS軟件中的LoadPull模塊對管芯進行負載牽引情況如圖3所示。

由圖3中可得出其最佳負載阻抗為1.614+j*1.604。下來就可根據阻抗匹配理論 ，在 smithchar對輸出共扼匹配 ，利用微帶線完成匹配網絡，網絡在阻抗圓圖上的軌跡如圖 4所示。

由圖4可以得出，該管芯的負載匹配電路如圖5所示。

把負載阻抗加入電路，再用同樣方法進行源阻抗牽引，并在smithchar完成匹配電路。最后把源阻抗也加入電路中，得到的整體電路如圖6所示。

而對整體電路進行優化后，再對整體電路進行諧波平衡仿真，其功率仿真結果如圖7所示。

由圖7可以看到，該電路的最佳輸出功率為49.644 dBm，接近100 W，因而可達預期的功率輸出。功放的效率仿真結果如圖8所示，可以看到，其效率值達到56.278%，符合功放設計的預期值。

5 結 語

本文對CREE公司的CGH60120D氮化鎵管芯進行負載牽引仿真，結果證明：此芯片設計下的C波段功率放大器的最佳功率能達到100 W。可以滿足通信領域和雷達領域對功率放大器放大值的需求。

參 考 文 獻

[1] BAHL I.射頻與微波晶體管放大器基礎[M]. 北京： 電子工業出版社，2013.

[2]徐興福.ADS200射頻電路設計與仿真實例[M].北京： 電子工業出版社，2010.

[3] Pozar D M.微波工程[M].北京：電子工業出版社，2006.

篇6

【關鍵詞】功率放大器；音響放大器；電路設計

1 輸入級的設計

輸入級是音頻功率放大器的第一級電路，其主要作用是抑制零點漂移、穩定輸出中點電壓，把輸入的音頻信號進行低失真放大。根據輸入級的作用，采用差動放大電路是目前比較好的選擇。

1.1 差動放大電路模式

由于差動放大電路能夠有效地抑制零點漂移，因此，在功率放大器輸入級的設計中被大量采用，典型的差動放大電路。但由于V1和V2管參數的差異，使IC1，IC2不能嚴格對稱，導致共模抑制比（CMRR）和電源抑制能力（PSRR）下降。因此，要提高差動放大電路的性能，必須對電路進行改進。具體辦法是，采用鏡像電流源V3，V4代替集電極電阻R1，R2，采用恒流源代替發射極電阻R5；鏡像電流源能保證兩管電流對稱，而恒流源的動態內阻很大，可有效地提高差動放大電路的共模抑制比（CMRR）和電源抑制能力（PSRR）。另外，V3，V4鏡像電流源又作為輸入級的負載，動態內阻大，對信號的分流可以忽略，有利于提高輸入級的開環增益和電壓轉換速率；經測試，開環增益可提高6dB，轉換速率可提高1倍。轉換速率（SR）是放大器的一個重要指標，單位是V/μs。該指標越高，對信號的細節成分還原能力越強，否則會損失部分解析力。也可采用JFET結型場效應管組成差動放大輸入級，對改善頻率響應有明顯的效果。

1.2 差動放大與Cascode渥爾曼電路模式

雖然改進型的差動放大電路能較好地解決典型差動放大電路所存在的問題，但是，上述差動放大電路中的晶體管都是采用共射接法的。由于集電結電阻、電容rb'c，Cb'c連接在晶體管的輸入輸出端之間，造成晶體管內部反饋，輸出電壓可通過rb'c，Cb'c反饋到放大電路的輸入端，一方面導致放大電路的高頻增益下降，即電路的高頻特性變差；另一方面，頻率越高，反饋信號的相移越大，導致放大電路在高頻區的工作不夠穩定。典型的渥爾曼電路，該電路的電壓增益（即V1的電壓增益）Av=Vo/Vi≈R3/R4。由此可見，渥爾曼電路的電壓增益與晶體管V1，V2的參數無關，也就避免了晶體管的發射結電容Cb'e，Cb'c和基區電阻、發射結電阻rb'b，rb'e等參數對電路頻率特性的影響，從而獲得良好的高頻特性，由差動放大與Cascode渥爾曼電路組成的輸入級。該電路由結型場效應管和晶體三極管組成，具有良好的溫度特性。

2 推動級的設計

推動級的音頻功率放大器的第二級電路，其主要作用是把輸入級輸出的音頻信號進行電壓放大，以足夠的電壓去驅動輸出級工作；推動級應工作在線性放大區，即甲類工作狀態，整個功率放大器的增益主要由推動級的電壓增益來決定，因此，要求推動級的電壓增益、工作的穩定性要高，頻帶要寬，動態范圍要大，失真要小。可考慮選擇以下電路模式。

2.1 共射（源）放大電路模式

最簡單的推動級是采用單管共射（場效應管共源）放大電路模式。該電路具有比較高的電壓增益，容易滿足增益方面的要求，過去采用比較多。在中頻段電壓增益為AV=-βRC/rbe（空載），問題是要提高推動級的增益，就必須增大集電極電阻R6的阻值，但阻值增大，會降低推動管的動態范圍，容易出現大信號非線性失真；采用鏡像電流源V6，V7代替推動管的集電極電阻R6，采用恒壓源代替偏置電阻R7可解決上述問題。但是，采用單管共射放大電路的穩定性還是不理想。

2.2 差動放大電路模式

針對單管共射放大電路的穩定性較差的問題，推動級可考慮選擇差動放大電路（V5，V6），集電極采用鏡像電流源（V7，V8）作為負載；一方面提高推動級工作的穩定性、保證有足夠的電壓增益，另一方面又可以提高推動級的穩定性、改善非線性失真。然而，差動放大電路中的晶體管還是屬于共射接法，對頻率特性的改善是限度的。可考慮選擇渥爾曼電路。

2.3 Cascode渥爾曼電路模式

渥爾曼電路的工作非常穩定，高頻特性很好，較好地解決上述問題；電路原理“輸入級的設計”中已作出分析，這里不再重復。圖4（a）、（b）中的V9，V10為輸出級的電流驅動管。

3 輸出級的設計

輸出級是功率放大器最后一級，主要起電流放大作用。若輸出級為晶體三極管，則采用射極輸出器電路模式；若輸出級為場效應管，則往往采用源極輸出器電路模式。

為了降低輸出阻抗，常采用互補推挽方式，一般上管采用NPN管（或N溝道絕緣柵場效應管），而下管則采用PNP管（或P溝道絕緣柵場效應管），組成全互補輸出級結構。由于輸出功率有限，因此適合推動效率較高的小音箱。

對于大功率落地式音箱或效率較低的音箱，采用單管互補輸出級輸出電流有限，阻尼系數低，控制力不足，容易出現大信號電流失真（“軟腳蟹”現象）；宜采用多管并聯互補推挽輸出級來提高輸出電流、阻尼系數KD和控制力。

多管并聯互補推挽輸出級的驅動方式可考慮選用單管電流驅動方式和多管電流驅動方式。單管電流驅動方式采用單個推動管驅動兩對管并聯互補推挽輸出級的方式比較常見，為了進一步提高功率放大器的輸出功率，當輸出級采用3～4對以上的大功率管時，容易出現問題，就是當大信號到來時，由于單個推動管的輸出電流有限，容易出現過載失真，尤其是甲類功率放大器。

多管電流驅動方式。針對單管推動多對大功率輸出所存在的問題，可考慮采用電流驅動管和大功率輸出管一對一驅動方式。該驅動方式能減輕單個推動管在大信號期間負載過重的問題，有效地避免電流驅動管可能出現的過載失真。另外，采用多管并聯推挽輸出級（也可以采用場效應管），還可以減少失真，提高功率放大器的控制力。

要想進一步提高功率放大器線性動態范圍，減少非線性失真，輸入級和推動級可采用較高的電壓供電。如輸入級和推動級采用±48V穩壓供電，而輸出級采用±36V供電；由于采用獨立電源供電，電路工作的穩定性更高。另外，采用場效應管和晶體三極管混合功率放大器也是一個不錯的選擇，因為場效應管的高頻特性較好，并具有負溫特性，與晶體三極管正溫特性可實現互補。所以，場效應管和晶體三極管混合功率放大器可以實現優勢互補。

4 結束語

筆者嘗試采用差動放大電路、渥爾曼電路組成輸入級和推動級，多管并聯推挽組成輸出級，電流驅動管和大功率輸出管采用一對一驅動方式，并采用音響專用元器件組成音頻功率放大器。經實際測試和試聽，頻響、層次感、失真度、控制力有明顯的改善，效果理想。

參考文獻：

[1]張呂彥.基于鏡像電流源與電壓源的功率放大器[J].電聲技術，2010（12）.

[2]張呂彥.影響功率放大器瞬態響應的因素及其改進[J].電聲技術，2010（10）.

[3]周淑閣.模擬電子技術[M].南京：東南大學出版社，2008.

篇7

摘要：《低頻電子技術》是以高職應用電子技術專業的學生就業為導向，按照“以能力為本位，以職業實踐為主線，以項目課程為主體的模塊化專業課程體系”的總體設計要求，以形成掌握低頻電子技術的基本知識和操作技能為基本目標，緊緊圍繞工作任務完成的需要來選擇和組織課程內容，突出工作任務與知識的聯系，讓學生在完成職業任務的過程中，掌握知識、技能；養成適應電子企業的職業素養。

關鍵詞：教學內容；課程設計；組織與安排

一、傳統教學中存在的問題

（一）教材內容安排不合理。有些地方該詳的不詳,該簡的不簡,學生學習難度大，造成厭學情緒。教學內容沒有做好基礎課程與后續專業課程的銜接，也未能針對學生畢業后可能從事的工作進行相應的調整。課程單調，缺少實踐性題目，課程內容大部分比較陳舊，多年的老習題不變，已跟不上時代的要求。

（二）教學方法沒能跟上時代的步伐。一些教師習慣在“粉筆+黑板”的教學模式下發揮其聰明才智，教學方法基本采用灌輸式，他們不熟悉和不適應新的教學方法和教學手段，課堂教學講得過多、過細，并且缺乏新意，沒有給學生充分的思考空間。學生學起來一點興趣也沒有，興趣是最好的老師，沒興趣也就沒有學習的動力。

二、課程設計思路

對電子企業生產一線的元器件檢測、電子產品調試、電子產品開發、測試技術員、物料采購與準備、品質檢驗與管理等崗位群的典型工作任務進行所需低頻電子技術的相關知識和技能的分析，選取“兩級小信號放大電路的組裝與測試”、“正弦波、方波、三角波變換電路的組裝與測試”、“實用音頻功率放大電路的組裝與測試”、“實用直流穩壓電源的組裝與測試”、“實用功放的制作與綜合測試”等五個項目為載體實施教學。項目按照由簡單到復雜，從相對單一到綜合應用的邏輯關系排序。綜合項目以完成一個有實用價值的產品為目標成果，以提高學生學習的興趣和完成工作任務的成就感。

三、教學內容組織與安排

1、會用萬用表測量二極管的電阻，判斷正負極。

2、會分析使用二極管的恒壓降和理想模型。

3、會選用二極管 活動1：二極管參數簡單測試。

活動2：二極管應用電路。

半導體三極管特性及測試 1、會用萬用表測量三極管電阻。

2、會用圖示儀對三極管性能參數進行測試。 活動1：用萬用表測量三極管電阻，判斷極性和性能。

活動2：用圖示儀對三極管性能參數進行測試

兩級放大電路組裝測試 1、會元器件參數測試。

2、會多級放大電路的組裝。

3、會多級放大電路靜態、動態參數的測量。

4、會對多級放大電路進行調整。 活動1：兩級放大電路組裝。

活動2：兩級放大電路性能測試。

活動3：最大不失真輸出信號的測試。

活動4：通頻帶的測試

正弦波、方波、三角波變換電路的組裝與測試 無源濾波電路 1、會半波整流電路的分析和測量。

2、會全波整流電路的分析和測量。 活動1：測量半波整流電路、全波整流電路對輸出信號的影響。

活動2：測量濾波電容容量變化對輸出信號的影響。

活動3：測量濾波方式變化對輸出信號的影響。

有源濾波電路 1、會低通、高通、帶通、帶阻濾波電路的分析和參數測試。 活動1：測量二階低通濾波器頻響特性。

活動2：測量二階高通濾波器頻響特性。

活動3：測量帶通濾波器頻響特性。

音調控制電路 1、會音調控制電路分析。

2、會音調電阻的變化對輸出電壓影響的測量。

3、掌握衰減式、反饋式音調控制電路電路的特性和測試方法。 活動1：測量衰減式音調控制電路在低頻出（100Hz）和高頻處（5KHz）音調電位器的變化對輸出電壓的影響。

活動2：測量反饋式音調控制電路在低頻出（100Hz）和高頻處（5KHz）音調電位器的變化對輸出電壓的影響。

正弦波、方波、三角波變換電路的組裝與測試 1、會元器件特性測試。

2、會電路組裝。

3、會正弦波、方波、三角波變換電路的參數測試。 活動1：正弦波、方波、三角波變換電路的組裝。

活動2：正弦波、方波、三角波變換電路的測試。

實用音頻功率放大電路的組裝與測試 OCL和OTL放大電路 1、能對甲類、乙類、甲乙類功率放大電路的放大性能進行比較。

2、會乙類、甲乙類功率放大電路的最大不失真輸出功率、效率的計算。

3、會OTL、OCL功率放大電路的參數測試。 活動1：OCL功率放大電路的電路連接、靜態工作點調試、最大不失真輸出功率、效率測量。

活動2：OTL功率放大電路的電路連接、靜態工作點調試、最大不失真輸出功率、效率測量。

常用集成功率放大電路 1、了解常用功率放大器。

2、會用LA4100構成功率放大電路。

3、會集成功率放大電路參數的測試。 活動1：LA4100構成的集成功率放大電路的裝接。

活動2：LA4100構成的集成功率放大電路的最大不失真輸出功率、效率和頻響曲線測量。

實用音頻功率放大電路的組裝與測試 1、會元器件特性測試。

2、會電路組裝。

3、會音頻功率放大電路的測試與調整。 活動1：一款實用音頻功率放大電路的組裝。

活動2：一款實用音頻功率放大電路的測試與調整。

實用直流穩壓電源的組裝與測試 串聯型線性直流穩壓電源測試 1、會分析串聯型線性直流穩壓電源電路。

2、會串聯型線性直流穩壓電源性能指標的測試。 活動1：串聯型線性直流穩壓電源性能指標的電路連接。

活動2：串聯型線性直流穩壓電源性能指標的測試（紋波電壓、輸出電阻等）。

線性集成穩壓器 1、掌握常用三端集成穩壓器電路的結構。

2、會三端集成穩壓器電路性能指標的測試。 活動1：三端集成穩壓器電路性能指標的電路連接。

活動2：三端集成穩壓器電路性能指標的測試（紋波電壓、輸出電阻等）。

開關集成穩壓器 1、掌握開關集成穩壓器電路的結構。

2、會開關集成穩壓器電路性能指標的測試。 活動1：開關集成穩壓器的使用及性能指標的電路連接。

活動2：開關集成穩壓器的使用及性能指標的仿真分析（紋波電壓、輸出電阻等）。

實用直流穩壓電源的組裝與測試 1、會元器件特性測試。

2、會電路組裝。

3、會實用直流穩壓電源電路的測試與調整。 活動1：實用直流穩壓電源電路的組裝。

活動2：實用直流穩壓電源性能指標的測試紋波電壓、輸出電阻等）。

通過幾年來的探索和教學實踐，我們在《低頻電子技術》教學內容組織與安排方面取得了一些效果，探索出了一個行之有效的教學方法。但如同科技的進程是無止境一樣，課程的建設也是一個長期、艱巨的過程。在這個長期艱巨的任務中，為達到“讓學生滿意的課程”這一目的，還應有每一時期的階段性建設目標，這就是先建設“合格課程”，再進一步建設“精品課程”，即使某一階段結束了，也還要進一步完善和改進，各個環節也要不斷地補充和修改。我們希望通過持續不斷的努力，使課程建設取得最佳效果，為培養適應時代，具有高素質的技術人才做出應有的貢獻。

文獻參考：

⑴付植桐. 電子技術（第2版）〔M〕北京：高等教育出版社，2004

⑵賈立新. 電子技術課程建設探索與實踐〔J〕電子電氣學報，2004，

篇8

關鍵詞:負載牽引;開關類;功率放大器;最優阻抗;功率附加效率

中圖分類號:TN722.7+5文獻標識碼:A

文章編號:1004-373X(2010)05-191-02

Application of Load-pull in Switch-mode Power Amplifier Design

SUN Dianju,WU Xuejie,HOU Lei,LIU Ru

(Traction Power State Key Laboratory,Southwest Jiaotong University,Chengdu,610031,China)

Abstract:To improve the accuracy of switch-mode power amplifier design and find the power amplifier optimum impe-dance,load-pull approach is adopted to design switch-mode power amplifier,the optimal output impendence is obtained,output and input matching network and harmonic traps are designed,the simulation results show that the power-added efficiency of 69352% with the input power of 28dBm is achieved,load-pull provides quick and efficiency approach,raises large-signal model accuracy for improving switch-mode power amplifier design and performance.

Keywords:load-pull;switch-mode;power amplifier;optimum impedance;power added efficiency

0 引 言

負載牽引法是微波通信電路設計領域一種實用的方法,能夠用于測量器件在實際工作狀態下的性能,并且這種方法可以用于大信號和非線性條件下的功率放大管的測量。

功放的輸出功率主要取決于有源器件的負載阻抗,通過改變不同的負載阻抗值,測試功放的性能,這就是負載阻抗牽引的基本原理,搭建一套實際的負載(源)阻抗牽引系統是很困難而且代價昂貴的,但是隨著微波EDA技術的發展,利用軟件方針實現負載(源)阻抗牽引是很方便的[1]。

本文采用的是美國安捷倫公司的ADS電子設計軟件(Agilent Design System),ADS軟件可以提供電路設計者進行模擬、射頻與微波等電路和通信系統設計,基于ADS的輔助設計將減少設計高精度高頻RF/微波模塊所需的步驟,并允許設計工程師在開始物理原型設計之前,做出可靠信息的決定和調整。

1 設 計

負載牽引方法可以通過不斷調節輸入和輸出端的阻抗,找到讓有源器件輸出功率最大的輸入、輸出匹配阻抗。同理,也可以得到讓功率管效率最高的匹配阻抗。這種方法可以準確地測量出器件在大信號條件下的最優性能,反映出器件輸入,輸出阻抗隨頻率和輸入功率變化的特性,為器件和電路的設計優化提供了堅實的基礎[2]。

開關類功率放大器(D類,E類和F類)中輸出級MOS管被過驅動為一個開關管使在整個周期內電源提供的直流功耗為零,晶體管不消耗任何功率并且其效率在理想情況下為100%[3]。

在F類電路實現上,只考慮三階諧波并聯諧振網絡,對高于三階的諧波被認為在輸出漏端電容處短路,且高于三階的諧波并聯諧振網絡增加了無源元件的損耗,對性能提高并不明顯。

本文設計的是F類功率放大器。采用0.25 μm的飛思卡爾的GaAs工藝MSFG35010功率放大器晶體管[7]。 對功率管做直流仿真,取管子在AB類的偏置點,漏端直流供給電壓Vds取12 V,柵源電壓Vgs取-11 V。

對功放管進行負載牽引仿真。如圖1所示。

圖2表示了輸出功率和效率的牽引曲線。在同┮惶醯雀呦呱系淖榪箍梢曰竦孟嗤的輸出功率(效率),細實線為輸出功率等高線,負載牽引曲線最中心點的阻抗值可以獲得最大輸出功率為38 dBm;粗實線為效率等高線在最中心的點的阻抗值可以得到最大效率為61%,最中心的點為最大值,的等高線每一個等高線下降一個1 dB功率,效率和功率曲線沒有閉合是因為在某些阻抗點諧波平衡仿真器不收斂,或者此時阻抗令放大器不穩定造成的。

圖1 負載牽引電路結構圖

圖2 輸出功率和效率的牽引曲線

首先測試負載阻抗,得到最大輸出功率的負載阻抗為7.161-j2.481 Ω,此時效率為29.55%,增益為31 dB。然后再進行源牽引仿真,將Z_l_fund的值改為7.161-j2.481 Ω,其他條件不變,電路測試見┩1。通過仿真結果可以看到不同源阻抗下得到的輸出功率和效率曲線,可得到最大效率為32%,最大輸出功率的源阻抗為6.57-j14.3 Ω,接下來再回到負載牽引里面將Z_s_fund改為6.57-j14.3 Ω,再進行負載牽引,得到最大效率為61%時最佳負載阻抗值為7.311-j7.596 Ω。最終最佳負載阻抗和源阻抗不再變化,得到需要的值。

要實現最大的功率傳輸,必須按照負載牽引和源牽引所得的最佳輸入和輸出阻抗來設計匹配網絡,實現上述匹配通常采用的匹配方法是在輸入和輸出端加入L型匹配網絡。根據阻抗匹配理論,利用ADS里面的smith chart對輸出匹配,將負載50 Ω匹配到功放管輸出端需要的值,設計輸出端的匹配電路。同樣的道理,設計輸入端的阻抗匹配電路,最后得到的完整的F類功率放大器的電路如圖3所示。

最后測試此F類功率放大器電路的輸出功率和輸入功率變化關系以及功率附加效率和增益變化如圖4和圖5所示,圖4中縱坐標軸為輸出功率,橫坐標軸為輸入功率值,圖5中縱坐標為功率附加效率,橫坐標為輸出功率。結果表明當源功率為28 dBm時,輸出功率為37.739 dBm,功率附加效率為69.352%,很好地實現了F類功率放大器高效率的作用和特征。

圖3 F類功率放大器的電路結構圖

圖4 輸出功率隨輸入功率變化圖

圖5 功率附加效率的變化圖

2 結 語

功率負載牽引法在經過驗證后,通過測量功放管的輸入,輸出匹配阻抗,可以準確地描述出微波功率晶體管在大信號,非線性情況下的各種特性及最優阻抗值,例如最大輸出功率,附加效率和器件輸入輸出阻抗等,彌補了基于小信號S參數的器件模型的不足,進而為優化電路性能奠定了基礎。由此可見,功率負載牽引方法為改進開關類功放電路設計,優化器件性能提供了快速而有效的方法,提高了大信號下模型的準確性。

參考文獻

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[關鍵詞]渦流檢測 MAX038 探頭 帶通濾波

中圖分類號：TH878； 文獻標識碼：A 文章編號：1009-914X（2014）37-0243-01

1.硬件平臺搭建

本系統硬件平臺主要如下圖2.1所示：首先信號發生模塊MAX038發出正弦信號，然后用功率放大模塊將正弦信號放大，提高帶負載能力，帶動激勵線圈，接著把霍爾傳感器的輸出值，先經過后期處理（如放大和濾波），然后通過求真有效值模塊使其變成直流量，最后通過A/D采集模塊用數碼管顯示出其值的大小。

2.1 信號發生模塊

本系統采用MAX038來產生穩定的正弦波信號，MAX038是MAXIM公司生產的一個只需要很少外部元件的精密高頻波形產生器，其工作電壓采取±5V 雙電源供電，根據數據手冊，選取如下電路圖2.2

2.2 功率放大電路

MAX038輸出的信號不足以帶動負載線圈，霍爾傳感器輸出帶負載能力很弱，所以本論了兩個個功率放大電路，利用TDA2030A芯片來對信號進行功率放大，該芯片需要的元件少，輸出功率大，電路圖如2.3所示：

2.3 激勵線圈的繞制

本系統所采用的探頭線圈為放置式線圈，線圈繞制在環形的線圈骨架槽內，線圈骨架材料采用聚四氟乙烯，匝數為300匝。

2.4 霍爾傳感器

由于本系統的線圈中加載的電流比較大，線圈周圍的場強會比較大，所以本系統選取了霍爾傳感器UGN3503，它的測量磁場范圍為-670到670，采取正5伏電壓供電。

2.5 功率放大模塊

從霍爾傳感器輸出的信號微弱，帶負載能力弱，故對霍爾傳感器輸出信號進行功率放大，功率放大模塊如前圖2.3所示。

2.6 濾波模塊

從霍爾傳感器輸出的信號微弱，抗干擾能力差，含有大量的諧波，因此濾波電路的設計也是極其重要的。本系統采用TI公司的FilterPro軟件，設計了四階的貝塞爾濾波器，其中心頻率為1KHz，通帶帶寬為50Hz，具體電路圖如下圖2.5所示：其中運放芯片使用OP07。

2.7 求真有效值模塊

AD637是ADI公司的一款完整的高精度、單芯片均方根直流轉換器， 本系統根據數據手冊，選取了如下的電路，如下圖2.6所示，其中Cav0.1uf，C1，C2為0.33uf。

2.8 數據采集模塊

ADC0809是美國國家半導體公司生產8位逐次逼近式A/D模數轉換器。本系統首先利用Proteus軟件進行了仿真，根據渦流檢測的原理，在缺陷處和無缺陷處，此直流值的幅值是不一樣的，這時候，可以通過幅的大小來判斷有無缺陷。本系統在仿真的基礎上搭建了硬件電路圖。

3.實驗結果

本系統首先選取了鋁合金材料作為導電材料樣板，首先對光滑無缺陷的表面進行了檢測并將其作為參考值。正常情況下其值大小為4.36V，然后對不同深度的缺陷進行了檢測，其中較淺處缺陷情況下，其值大小為3.41V，較深處缺陷情況消癌，其值大小為2.79V，通過實驗，我們發現本系統通過數碼管值的大小能夠快速的判斷此處是否有缺陷，不過不足在于對于較小的缺陷還是不容易檢測出來的，而且需要有一個非缺陷處的值作為參考。

4.結語

本文介紹了一種簡單的低頻渦流檢測系統，通過對試件中無缺陷處，缺陷處進行了比較，通過比較幅值的大小能快速判斷是否有缺陷。不過缺陷是需要無缺陷處的幅值作為基準值。

參考文獻

[1] 張思全，陳鐵群，劉桂雄.渦流檢測自然裂紋與信號處理[J].科學技術與工程，2007.

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關鍵詞： GaN； 功率匹配； 高效率功率放大器； 通信系統

中圖分類號： TN722.75?34 文獻標識碼： A 文章編號： 1004?373X（2014）15?0083?03

Development of high efficiency power?amplifier based on new generation semiconductor GaN

GUO Dong， LI Liang， DOU Zhi?tong， LI Chao

（503th Institute of China Academy of Space Technology， Beijing 100086， China）

Abstract： In recent years， the requirement of power consumption is getting lower， and the space for the power amplifier getting smaller in wireless communication， radar and other fields， which requires the power amplifier to have higher efficiency and higher operating junction temperature. The new generation wide band gap semiconductor material GaN is able to meet the requirements. An S?band power amplifier based on CREE company′s GaN?based power amplifier tube CGH40045 was designed. In the design， power matching， heat dissipation and spurious suppression were considered. Final testing results show that within the bandwidth of 300 MHz， power gain ≥50 dB， saturated output power ≥46 dBm， efficiency ≥50%. The efficiency has been improved more significantly， compared with the previous GaAs power amplifier with 30% efficiency. In future communication systems， the power amplifiers based on the new generation semiconductor materials GaN have a very good application prospect.

Keywords： GaN； power matching； high efficiency power?amplifier； communication system

0 引 言

當前，在射頻和微波頻段下常用的功率放大器多為基于GaAs材料的HFET和PHEMT器件，但是由于GaAs材料在電性能和熱性能上的局限，已經越來越不能滿足未來系統的需求。作為下一代微波功率器件的材料，GaN材料異質結構擊穿電壓高，而且能夠產生高濃度的二維電子氣（2DEG），并具有很高的電子遷移率，因此能夠得到很高的功率輸出密度，同時AlGaN/GaN異質結器件能夠承受很高的結溫，可以很好地滿足大功率、高效率、高溫等性能要求[1]，在衛星通信、雷達等軍事領域有著廣泛的應用前景，是當前半導體技術重要的發展前沿之一。

近幾年以GaN為基礎的微波功率器件的應用取得了很大的進步，如美國的CREE公司和TriQuint公司、日本的東芝公司以及富士通等公司，不斷地推出GaN大功率器件。其中TriQuint公司在2008年便推出了Ku頻段100 W的GaN芯片[2]，使GaN器件進入了實用階段。而美國軍方也一直在大力扶持GaN器件的發展，目標是將其軍事和空間應用的電子器件轉向GaN器件。在國內，主要是中電13所和中電55所對GaN器件進行了研制[3?5]，其中中電13所的GaN器件從S波段一直覆蓋到Ka波段，產品逐步達到了工程應用的要求。

本文針對某通信系統對功率放大器低功耗、高效率的要求，基于GaN功放管研制了一款S波段40 W飽和輸出的功率放大器，主要進行了功率匹配、熱設計考慮、雜散抑制等設計，最終測試結果顯示在工作帶寬內，工作效率≥50%，明顯高于該系統之前采用的工作效率為30%的GaAs功率放大器。

1 GaN功率放大器設計方案

功率放大器位于系統的發射機中，將上變頻板送入的功率進行放大和濾波，發送到發射天線。該通信系統之前采用的為GaAs功率放大器，隨著系統對功耗要求的越來越苛刻，必須采用更高效率的功率放大器，從而使整個系統升級換代。

系統對功率放大器的功能需求有：工作于S頻段，帶寬為300 MHz；有大功率、小功率、關斷三種工作狀態；對輸入的信號進行功率放大、濾波等處理。

具體的性能要求有：在300 MHz的帶寬內功率增益≥50 dB；飽和輸出功率≥46 dBm；工作效率≥50%；具有開路和短路保護的功能，具有小功率狀態（輸出功率為16～25 dBm）工作功能；具有電源關斷功能，所有電源可同時關斷和開啟；在工作帶寬外100 MHz處的雜散電平≤-85 dBm/10 MHz。功率放大器的結構尺寸為100 mm×40 mm×25 mm，電源以及控制信號共用一個微矩形接插件，射頻信號采用常見的SMA?K形式。環境溫度為-45～65 ℃。

根據指標要求，進行功率放大器方案的設計。至少需要三級放大器來滿足功率增益≥50 dB的要求，并且末級和驅動級選用高效率的GaN器件，來滿足高功率和高效率的要求；在末級功放管輸出端接隔離器，隔離度≥25 dB，大大降低負載牽引對末級功放的影響，具有開路和短路保護的功能[6]；設計電源控制電路，分別控制末級功放電源、其余器件電源，從而實現大功率狀態、小功率狀態、關斷狀態間的切換；對于帶外100 MHz處的雜散電平≤-85 dBm/10 MHz的指標，在驅動級和末級放大器間加入一個低插損的腔體濾波器，使雜散電平滿足指標要求。電路原理框圖如圖1所示。

圖1 功率放大器電路原理框圖

對于功率狀態控制電路，使用兩路TTL電平分別控制PMOS管電源開關，從而分別控制末級GaN功率管的漏極電壓、其余器件的供電電壓。當控制電壓為高電平時PMOS管打開，這樣就可以通過關閉末級功放管的漏極電壓來實現小功率狀態，同時關閉其余器件的供電電壓時為關斷狀態，而兩路TTL電平都為高時則為大功率狀態。在功率控制的同時還要注意GaN功率管需要先加柵極負壓，后加漏極的正壓。末級功放管電源控制電路原理框圖如圖2所示。

對于帶外100 MHz處的雜散電平≤-85 dBm/10 MHz的指標，需計算腔體濾波器在帶外100 MHz處的抑制指標。在帶外100 MHz處無組合頻率信號輸入，白噪聲的功率為-104 dBm/10 MHz，輸入端到驅動級的增益為40 dB，噪聲系數為5 dB，則驅動級輸出的白噪聲功率約為-59 dBm/10 MHz，此時后面接的腔體濾波器抑制為45 dB以上時，可將白噪聲的功率降低到最小的噪底功率-104 dBm/10 MHz，后面末級功放和隔離器的總增益為10 dB，噪聲系數為4 dB，則最終在100 MHz處的雜散功率為-90 dBm/10 MHz，滿足指標要求。在具體設計時腔體濾波器在帶外100 MHz處的抑制設計為50 dB，從而留有余量[7]。

圖2 末級功放管電源控制原理框圖

2 GaN功率放大器仿真驗證

進行完方案設計后，要對關鍵性能進行仿真驗證，保證設計的正確性和準確性。主要包括：末級功放管的匹配仿真、腔體濾波器性能仿真、熱仿真。

一般來講GaN功放管可工作帶寬很寬，如CGH40045的工作帶寬可達DC～6 GHz，需要在工作頻帶內進行匹配設計，從而得到較高的功率、增益以及效率。通常使用諧波平衡仿真來得到大信號狀態下功放管的仿真結果。仿真圖如圖3所示，經過仿真可得，末級功放的飽和功率為47.5 dBm，功率增益為10.5 dB，工作效率≥55%。

圖3 末級功放管仿真電路圖

對于腔體濾波器，除了第1節中計算得到的在帶外100 MHz處的抑制設計為50 dB外，其帶內的插損還要足夠小，從而降低對驅動級功放輸出功率的要求，提高整體的效率；此外在帶內的駐波也要足夠好，使級聯驅動級功放和末級功放時不引起自激，并且功率起伏小。此外限制腔體濾波器設計的為尺寸，寬度約為30 mm。腔體濾波器的仿真結果如圖4所示。插損為1 dB左右，帶內回波損耗≤-15 dB，在帶外100 MHz處的抑制≥57 dB。

圖4 腔體濾波器仿真曲線

為了盡量減小GaN功放管到屏蔽盒間的熱阻，將功放管燒結在屏蔽盒上。對整個功率放大器進行熱仿真，如圖5所示。圖5的環境溫度設置為105 ℃，仿真得到末級功放的最高殼溫為124 ℃，而末級功放管的熱耗為45 W，熱阻為1.9 ℃/W，則其結溫為210 ℃，相比于其最高結溫225 ℃留有余量，保證了長期工作的可靠性。

圖5 熱仿真結果

3 GaN功率放大器的測試結果

最終功率放大器的實物如圖6所示。對功率放大器進行測試，輸出功率、工作效率與輸入功率的關系見表1。

圖6 功率放大器實物

可見輸出功率≥46.5 dBm；工作效率≥50%。其他指標測試結果為：在小功率狀態輸出功率為18～23 dBm，具備開路和短路的保護功能，功率狀態控制電路功能正常；在工作帶寬外100 MHz處的雜散電平≤-87 dBm/10 MHz，均滿足指標要求。

在該系統的前一代設備里使用的是GaAs功率放大器，其工作效率為30%，在使用GaN功率放大器作為末級功放后效率提高至50%，大大地降低了系統的功耗，提高了系統的效率，降低了散熱的壓力。

表1 功率放大器測試結果

[輸入功率 /dBm＼&輸出功率 /dBm＼&效率 /%＼&-4＼&46.6＼&50.2＼&-3＼&46.5＼&50.4＼&-2＼&46.7＼&50.5＼&-1＼&46.7＼&50.5＼&0＼&46.8＼&50.6＼&1＼&46.8＼&50.6＼&]

4 結 論

針對通信系統對低功耗越來越苛刻的要求，研制了一款基于GaN功放管的S波段功率放大器，帶寬為300 MHz，飽和輸出功率≥46 dBm，工作效率≥50%，大大提高了系統的效率，滿足了系統低功耗的要求。GaN功放管的帶寬寬，輸出功率高，可在更高的溫度下工作，并且效率高，可大大降低系統的功耗，在通信系統中有著非常好的應用前景，將會逐步替代GaAs功率管而得到廣泛的應用。

參考文獻

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