地面廣播比較分析論文

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數字地面電視廣播依靠的是一種可靠的射頻能量調制方法來傳送離散的數據而不是模擬變量。

傳統的模擬電視頻道是以幾十年前的老技術為基礎的，占用了大量的帶寬，如果發射機之間距離足夠遠的話，則可以使用同一頻道在各自的覆蓋范圍內播出各自的節目,但是如果兩者覆蓋范圍若存在有重疊的區域，該頻道則完全不能使用。在某些電子新聞采集系統（eng）中，會利用模擬微波技術進行信號傳送，但這些微波通路會受多徑干擾問題的影響，這種影響有時很嚴重，導致很長的時延，從而使畫面完全失真。解除禁用頻道和使用較窄的帶寬來發射，是廣播業發展的必然趨勢。地面dvb（dvb-t）標準就是依賴一系列的基礎技術，利用mpeg-2壓縮編碼方式降低比特率來進行視頻編碼，并可根據實際用途來選擇4：2：0或4：2：2兩種不同的圖像編碼方式進行傳輸，使兩者有機的結合在一起。

模擬發射機和數字發射機器工作原理之間的主要差別是，前者的發射機輸出是由連續變化的模擬信號調制過的載波，而后者是通過一系列分立狀態之間的切換來傳遞信息的，這一過程稱為信道編碼，數字等效于調制。地面發射可以有比衛星之類的發射更大的功率，所以能將更強的信號發送到接收機。這就有可能采用多電平信號，這種信號的功率以一系列階梯波發射出去，不存在一個階梯信號被誤認為另一階梯而造成的雜波。結果是減少了所用的帶寬。

圖1a是最簡單的情況，發射機只有一個單位功率,0和1代表發射機功率高低的兩種狀態,每種狀態只用1個比特表示。圖1b所示系統中發射機有4個功率。此時一個符號載兩個比特，因此兩個比特有四種可能的組合，從而使帶寬減半。圖1c示出美國atsc系統如何使用一個8功率信號。此時每個符號傳送3個比特，只需要圖1a所示簡單系統的三分之一帶寬。

vsb和cofdm這兩種調制技術，有助進一步節省帶寬。接收機接收到信號后在把數字信號變成模擬信號之前對誤碼及殘留受損數據進行處理，只要誤碼修正系統還工作在它的能力范圍之內，就不會出現明顯的質量下降。但如果誤碼超過可以矯正的范圍，mpeg解碼后的結果就非常糟。因此畫面和聲音的原始質量實際上由壓縮系統的性能決定，而不在于射頻發射通道。在數字通道系統中，信號強度并不直接影響圖像質量，圖像質量由比特誤碼率決定,一般由信號差造成，從整體上看，信道只有足夠好，才能保證在所有可以預見的條件下，不會發生超出誤碼校正范圍的情況。

信道包括調制器，發射機，天線，接收天線和解調器以及發射機和接收機之間的中轉部分。通常最不受控制的就是傳輸途徑。傳輸路徑將引入寬帶噪聲或者高斯噪聲，以及由于閃電引起的脈沖噪聲等,這兩種效應都能通過誤碼矯正來處理。卷積內碼抗噪聲性能很好，而交織的里德-索羅門碼可以解決突發誤碼。

隨著射頻傳輸頻率越來高，波長越來越短。對于任何類型的高頻傳輸，最大問題之一就是多徑接收。無線電信號受障礙物的影響是與波長與物體的相對大小而定。

波長為數百米的調幅（am）傳輸可以輕易地繞過較大的物體。傳輸波長越短，則同樣的障礙物影響越大，這些物體造成的反射越大。

經過反射物體的延時反射信號疊加在接收機接收的直達信號上，在模擬傳輸過程中這將導致重影。在簡單的數字傳輸中，比特率非常高，以至反射信號可能落后直達信號幾個比特，引起碼間串擾。與噪聲不同，噪聲是統計的，由反射造成的干擾則是連續不斷的，其結果就是一個高比特誤碼率，造成糾正系統難以應付。

提高發射機功率于事無補，因為反射的功率也按比提高。如同模擬電視uhf傳輸一樣，對于普通的數字傳輸，必須具備一幅定向天線，因為它能幫助抑制反射。事實上，在調整天線時，最佳的結果將是讓反射波在極坐標圖的零點里，而不是調到有最大的信號。

當前國際上全數字高清晰度電視傳輸系統中采用的調制技術主要有：qpsk（四相移相鍵控）,mqam（多電平正交幅度調制）,vsb（多電平殘留邊帶調制）和cofdm（正交頻分復用調制）。qpsk廣泛應用于數字微波通訊系統，數字衛星通訊系統及有線電視的上行傳輸；美國hdtv傳輸系統中采用mqam和vsb方案，有線電視的下行傳輸亦采用qam技術；cofdm為歐洲hdtv傳輸系統采用。采用這些高速數據調制技術，能有效的提高頻譜利用率，進一步提高抗干擾能力，滿足電視系統的傳輸要求用，由于dvb-c和dvb-s是一個全球化的標準，已被世界各國采納，因此數字電視之爭主要為數字地面廣播系統。然而,在數字地面廣播系統中采用的有兩種很不相同的數字調制技術：由atsc開發的網格編碼的8電平殘留邊帶（vestigal-side-band，8-vsb）調制系統，以及在dvb-t標準中采用的“編碼的正交頻分復用”（codrthogonalfrequencydivi-sionmultipiexing,cofdm）調制系統。

這里先介紹8vsb模式。地面廣播8vsb模式在6mhz帶寬內可傳輸19.28mbps的信息碼率，其原理框圖如圖2所示。

從傳送系統輸入到傳輸系統的輸入碼率是19.39mbps，每個數據包188byte，其中一個同步byte和187byte信息（187/188=19.28/19.39）。輸入信息首先進行隨機化，然后進行前項糾錯編碼，附加20byte糾錯碼后，每個數據包變為208byte，再經2/3格形編碼輸出到復用器，與數據段同步和數據場同步混合。隨機化和前向糾錯不加到原包中的同步byte。包中的同步byte在復用時轉成段數據同步信號。兩個數據均最后合成一個數據幀，其數據結構如圖3所示。

圖3中的數據幀（dataframe）先分成兩個數據場（datafield），每場又有313個數據段（segments），每場第一個數據段是數據場同步（ddtafieldsync），其中包括用于接收機均衡用的訓練序列。剩余的312數據段，每個數據段時期攜帶了相當于傳送包188byte的信息和附加的前向糾錯編碼數據。由于有交織，因此是實際上每段中的數據可能來自不同的傳送數據包。每段共832個符號，前4個符號傳送二進制同步信號提供段數據同步，但這里是二進制信號，是一個由+5～-5再回到+5的負向脈沖。數據段同步（ddtasegmentsync）相當于原mpeg傳送數據包中的同步byte。數據段中其余的828個符號相應于mpeg包中剩余的187byte的信息加上20byte的fec數據。因為采用2/3格形編碼，因此2bit將變成3bit，而8vsb調制恰好可以表示3bit信息，因此，相當于2bit轉換為一個8vsb符號，或1byte轉換為4個8vsb符號（1byte=8bit）。因此同步byte占4個符號位，187個數據byte加20byte糾錯數據共207byte數據占828個符號位。

這828個符號是以8電平信號發送即每個符號8比特，這樣828×3=2484比特的數據在每個數據段中傳送，根據下面計算所示：

187字節（數據）+20rs字節（伴隨）＝207字節

207字節×8比特/字節＝1656比特

2/3格形編碼需3/2×1656比特＝2484比特

精確的符號速率由下式決定：

（1）sr=832×626÷48.4×10-3＝10.76兆符號/秒

符號速率必須在頻率上和運輸碼率鎖定。發送子系統每個格狀編碼符號攜帶2個信息比特。故總負荷是

（2）10．76×2＝21.52mb/s

于是對于8-vsb的發送子系統凈負荷比特率是

（3）21.52mb/s×(312÷313)×(828÷832)×(187÷207)＝19.28mb/s

以上312/313是計入每場一個數據段的同步字段的開銷,828/832是計入每個數據字段中數據字段同步4個符號間隔的開銷,187/207是計入每個數據字段中rs碼fec的20個字節的開銷.

對于16-vsb每個符號攜帶4個信息比特,于是凈負荷比特率是8-vsb的兩倍,即

（4）19.28mb/s×2＝38.57mb/s

這樣段速率為fseg＝10.76／832＝1294kseg/s

幀速率為fframe＝fseg／626＝20.66frame/s

8電平符號和二進制數據段同步和數據場同步應該用抑制載波的單載波調制。在發送之前，大多數低端的邊帶應該去掉。得到的頻譜是平坦的，只是在邊帶兩側各安排了形狀為歸一的均方根升余玄響應行程310khz的過渡區，在6mhz帶寬內的歸一化的傳送頻譜如圖4。

從圖5可看出，vsb讓一個邊帶全部通過，而另一個邊帶只殘留了一部分余跡。vsb比ssb（單邊帶）帶寬多一部分，因此其頻譜利用率降低。降低量由滾降系數α決定。一般，滾降系數α取值0.1～0.25，它表示殘留邊帶占信號邊帶的多少。這里，取α為0.12，可得8vsb的帶寬利用率為

6－6?0.12≈5.3bps／hz

16vsb原理與8vsb基本相同，只是串行數據流4bit一組送入d/a變換器中,8vbs是串行數據流3bit一組進入d/a變換器。

在被抑制的載波頻率處，及高低端邊界310khz處，要加上一個導頻信號，此導頻信號在vsb接收機中用于載波鎖定，導頻信號功率使總功率增加了0.3db，有助于降低實施中的損耗。而且由于導頻信號位于同頻道ntsc信號的殘留邊帶區域內，對ntsc不產生同頻道干擾。生成的基帶信號轉換成模擬形式（d／a轉換器），然后調制到正交的中頻載波，并用邊帶消除法（相位法）生成殘留邊帶的中頻信號。中頻載波的標稱頻率為46.69mhz，等于中頻中心頻率（44mhz)加上符號除4（10.762mhz／4＝2.6905mhz）

cofdm的解決辦法是發送許多個載波，而每個載波都具有一種低的比特率。它是把多個載波緊密而高效地組裝起來，相互間沒有干擾。由于使用很低的比特率，反射信號與直達信號可在同一比特的期間到達，收反射的干擾比較小。

一個串行數據信號波形基本上包含一序列矩形脈沖。矩形的變量是sinx/x函數，因此基帶脈沖序列具有sinx/x頻譜特性。當這個信號波形被用來調制一個載波頻率時，結果為一個以載波頻率為中心的對稱sinx/x頻譜。

如圖5所示，頻譜里的零點出現在載波后幾倍比特率的間隔上。接下來的載波可以其它零點為中心放置，如圖6所示。載波之間的相位為90o，或sinx的一個象限。也就是說，這些載波是相互正交的。實際上，整個頻譜幾乎是矩形的，由幾千個載波被插入在一起，并填滿可用的傳輸信道。

為了使調制系統更有效的克服碼間干擾，還可以進一步采取措施，利用保護間隙（guardinterval）進一步抑制反射。保護間隙設在比特與比特之間。在保護間隙里，載波返回到未調制狀態，保護間隙的周期比反射周期更長。這樣，在接受到下一個比特之前，就有足夠時間讓反射信號衰減掉。

保護間隙的使用，無疑降低了載波的效率，因為有些時間它是不發射數據的。一般效率降低20%左右。但是，因為這種設計大大改進了誤碼統計，糾正系統只需要很小的冗余，所以大大提高了有效傳輸率。

采用傳統的調制技術，在幾臺發射機所覆蓋區域之間的某些位置是沒有信號的。但是，cofdm能工作在多徑環境下。只要正確同步，幾步發射機就能0精確的發射相同信號，整個地域都可以高效的重復使用一個信道，不存在禁用信道。陰影區可以由轉發器使用同頻道來鏈接信號。

保護間隔的使用可以避免符號間的干擾，但接收到的信號的相位和幅度仍然會受到影響，這個問題靠動態均衡來解決，一個已知相位和幅度的預定信號定期發送，接收機利用這個信號來測量信道的響應，各個載波的均衡特性就根據這個測量來計算。實際上就是cofdm頻譜要帶有一個“向導”信號，其能量比其它信號稍強。此向導信號是在整個信道指定的頻率上分布，構成整個傳輸的標準。cofdm接收機對這個載波的符碼進行快速傅立葉（fft）計算，甚至在多經環境下，fft計算能提供一種有效的頻譜分析，算出相關系數，完成多徑接收頻譜變更的均衡計算。

只要信號強度足夠，對采用cofdm調制技術的信號進行接收就不需要定向天線，可以進行全向天線移動接收。

一般來說，每個系統都具有自己獨特的優勢和劣勢。dvb—t和atsc系統都采用了級聯的正向糾錯和交織措施。dvb—t的外碼（outercode）是具有12個rs塊交織措施的rs（204，188t=8）。從rs（255，239）縮減而得的rs（204，188）編碼，能夠糾正8個字節的傳輸誤碼；atsc系統實施了應該更強有力的rs（207，187，t=10）編碼，它能夠糾正10個字節的誤碼；并且采用更長的52個rs塊交織器，以便平緩脈沖干擾和同頻道的ntsc干擾。rs編碼實施的差別對于atsc系統將得出約0.5db的c／n性能方面的優勢。在內碼調制上，atsc系統實施網格編碼調制作為內碼，而dvb-t系統則采用次最佳的收縮卷積編碼，這樣對atsc而言將有高達1db的信道編碼優勢。因此可以看出，atsc8-vsb系統在相加性白高斯噪聲（awgn）信道方面有較強的能力，具有較高的頻譜效率和較低的峰值—平均功率比，并且抗脈沖噪聲和相位噪聲的能力較強。它在低電平回波（鬼影）效果及模擬電視對數字電視的干擾方面與dvb-t性能類似。因此，atsc8-vsb系統對于多頻網絡（mfn）實施何在6mhz信道內提供hdtv服務方面可能具有較大的優勢。

考慮到高電平（高至0db）、長時間延遲的動態和靜態多徑失真時，dvb-tcofdm系統具有性能上的優勢。當需要大范圍單頻網絡（sfn）（8k模式）或運動接收（2k模式）的服務時，cofdm系統性能上具有優勢,如dvb-t2k系統能承受達數百赫茲的移動回波,而atsc只能承受12hz，所以dvb-t系統對移動更為可取。但cofdm技術上的優勢也使發射機的設計變得更加嚴格，發射機的線性失真會引起交調，兩個輸入頻率產生和頻或差頻，導致多載波互相干擾。

但是，應該指出：當前在任何現存的dttb系統中，任何信道間隔，無論是6mhz，7mhz或8mhz，還不能實現大范圍sfn、運動接收以及hdtv服務。針對每一特殊應用必須選擇特定的系統參數。